JPS609429B2 - サイクロコンバ−タの制御方法 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明はサィクロコンバータの制御方法に係り、特に、
サィクロコンバータを構成する逆並列接続された正逆サ
ィリスタ変換器のそれぞれを、出力電流の極性に応じて
切換えて動作させるための制御方法に関する。

第１図はサイクロコンバータの主回路部を示す回路図で
ある。

サイクロコンバータの主回路は、正側の切換えを行なう
サィリスタ変換器１及び負側の切換えを行なうサィリス
タ変換器２より成る。

これらを周波数ｆ，の交流電源ＡＣにより一定期間ずつ
交互に変換器１，２を動作させると、交流電源ＡＣと異
なる周波数らの交流電圧が得られる。この周波数変換さ
れた交流電源により負荷である電動機３を駆動する。第
１図においては、各変換器を榛式的に図示しているが、
実際には交流相数分のアームを有している。変換器１，
２は、その点弧位相Ｑの余弦ｃｏｓＱを正弦波に変化さ
せることにより、その出力電圧を正弦波状に制御するこ
とができるもので、電動機電流も正弦波状となる。

ところで、電流の極性が切換わる際には、導適する変換
器１から２、あるいは変換器２から１へと移るため、こ
れに応じて変換器の動作を切換える必要がある。無循環
電流式では、その切換えは一方の電流が消滅してから、
他方の点弧開始を行う必要があり、さもないと両変換器
を介して電源短絡を生じてしまう。それゆえ従来では、
技悪ケースを見込んで、切換時間（両変換器の出力電流
を零に保持する期間）を十分長く設定する必要があった
。しかしながらこの結果として、出力電流が零を過ぎる
際において、電流寮期間が長くなるため、電流波形が正
弦波から歪むようになる。特に、出力周波数が高い場合
は、電流零期間の出力電流の一周期に占める割合が長く
なるため波形歪が増大し、そのため電動機のトルクリプ
ルが問題となる場合が生じる。特に、圧延関係では交流
モータに対しても直流モー夕なみの低リプルが要求され
る場合があり、このような要求の対しては高速度の切換
えが要求される。本発明の目的は、切換え時間を最短に
しながら電流短絡の生じないサィクロコンバータの制御
方法を提供するにある。

この目的を達成するために本発明は、切換後に導通すべ
きサィリスタ変換器の制御遅れ角Ｑを当該変換器の点弧
開始直前から所定時間の間において所定値以上に保つよ
うにしたものである。

実施例の説明の前に本発明の原理について説明する。電
源短絡が生じるケースとしては、時間の経過と共に電流
が零になるべき一方の変換器に電流が流れている間に、
次に導通すべき他方の変換器が点弧するときであり、こ
れは希に生ずるケースであるが、変換器の電流が零であ
ることを検出する際の不確実さに基づいて起りうるもの
である。このように、電源短絡は、一方の変換器からも
う一方の変換器に動作を移す際において、次に導通すべ
き変換器のゲート遮断が解かれる時点において発生する
。

電源短絡が生じると、変換器１，２のサィリスタを通し
て電源線間が短絡される形となり、その閉回路と過大な
電流が流れる。しかし検討の結果、発明者らは次の事実
を把握した。すなわち、次に導通すべき変換器のゲート
遮断を解く際において、その変換器の制御遅れ角Ｑが９
０度のように大きな値であれば、万一電源短絡が生じて
も短絡開回路に大きな電流は流れないこと、逆にＱが３
０度のように小さな値であれば、最初の点弧によって過
電流が発生し、ヒューズの溶断等が起りうろことである
。第２図ａ，ｂ，ｃ，ｄ、第３図、第４図の各々は以上
の事実を具体的に説明するための説明図である。

第２図ａ，ｂ，ｃ，ｄは、三相交流電源からこれとは異
なる周波数の単相交流を得るサィクロコンバータの主回
路であって、正側変換器の電流が流れ続けている期間中
に、逆側変換器のゲート・サプレスが解除されその点弧
が開始された場合の、短絡モードを示す。

第２図ａ，ｂはサィリスタＲＰとＴＮ′の導通によって
作られる短絡回路（図示破線）を、第２図ｃ，ｄはサィ
リス夕ＴＮとＳＰ′の導通によって作られる短絡回路を
各々示している。第２図ｂ及びｄは時間経過後の電流循
環を示している。その時のサィリスタ導適期間及び各短
絡回路が生じる期間を示したのが第３図ａ，ｂ，ｃであ
る（但し、重なりを無視）。第３図ａはサィリスタ導適
期間を示し、第３図ｂは電源相電圧でＲＰ〜ＴＰ及びＲ
Ｎ′〜ＴＮ′の導適状態を示し、第３図ｃは同相に電源
相電圧を示すがＲＮ〜ＴＮ及びＲＰ′〜ＴＰの導適状態
を示している。短絡電流は、短絡回路に含まれる電源電
圧によって流れトまた短絡防止用の直流リアクトル及び
交流電源のリアクタンスが、その立上りを抑制する。し
たがって、短絡電流の大きさは短絡回路に作用する電源
電圧の時間積分量に比例する。第３図ｂ，ｃにおけるハ
ッチングした面積がこの電圧時間積分量に比例し、図／
示由は短絡回路に含まれる二つの交流電源、の差が正の
ときであって短絡電流が正弦波的に変化する場合に増加
する方向の短絡電流を流せる電圧、図示ｅは短絡回路に
含まれる二つの交流電源の差が負のときであって短絡電
流が正弦波的に変化する場合に減少する方向の短絡電流
を流せる電圧であることを示す。第３図各図は、正側変
換器の点弧位相角ＱＦ＝１５０度の状態でゲ−ト遮断が
行われ、正側電流が消滅しない間に逆側変換器が点弧位
相角ＱＲ＝９０度で点弧開始された場合を示している。
このときはｅのものが先行するか、あるいは由が先行し
ても次に大きなｅが現われるため、短絡がたとえ生じた
としても、速やかに電流は消滅し、短絡が回復すること
を示している。一方、第４図ａ，ｂ，ｃは、前述と同様
ＱＦ＝１５０度でゲート遮断が行われ、正側電流が消滅
しない間に逆側変換器がＱＲ＝３０度で点弧開始された
場合を示す。

この場合は■が先行し、しかもそれが大のため過大な短
絡電流が発生する。以上が点弧角につて前述した差異の
生じる理由である。そこで本発明では、次のようにして
過電流の発生を防止する。即ち、変換器のゲート遮断を
解く際に、この変換器の制御遅れ角Ｑがある値以下とな
らないよう制限を加え最初の点弧を行う。このとき、第
５図ａのように電源短絡が生じるケースであれば、すで
に非導通であるべき変換器（ゲート信号は遮断されてい
る）にある程度の電流が流れることになるから、このこ
とを検知し、ゲート遮断を解除した側の変換器の点狐位
相を十分大きな値、例えば１５０度となるよう制御する
か（以下、ゲートシフト）、あるいはその変換器を再度
ゲート遮断する。このようにして、短絡開回路の電流を
速やかに消滅させることができる。一方、第５図ｂのよ
うに電源短絡が生じないケースでは、すでに非導通であ
るべき変換器には電流が流れることはないから、このこ
とを検知し、それ以後は前述した制御遅れ角Ｑの制限を
解き、本来の動作を行わせる。

第６図は本発明の実施例を示すブロック図である。

第６図の実施例においては、第１図の主回路構成に本発
明を適用した例を示している。第６図において、制御装
置は前段からの電流指令信号（正弦波信号）と電流検出
器５の出力信号の偏差を増中する電流偏差増中器４、該
増中器４の出力信号とバイアス設定器８からの信号を論
理和回路２２の信号に応じて選択し出力する切換回路６
，７、論理回路１８からの信号が発せられる間は切換回
路６，７からの信号の上限を制限するリミッタ回路９，
１０、譲りミッタ回路９，１０からの信号に応じてサィ
リスタ変換器１，２の点弧位相を制御するための自動パ
ルス移相器１ １，１２、フリップフロツブ回路１７か
らの信号に応じて自動パルス移相器１１，１２の出力信
号を通過又は遮断するスイッチ回路１３，１４、電流指
令信号の極性を判別する極性判別回路１５、電流寮検出
回路１６、電流指令の樋性反転と電流零のＡＮＤ条件に
より出力信号が切換わるフリップフロップ回路１７、電
流指令の樋性反転からフリップフロップ回路１７の出力
信号が切換るまでの間は切換回路６，７がバイアス設定
器８の信号を選択し出力するように信号を発し、また、
該信号が消滅する時刻から所定時間の間はリミッタ回路
９，１０が動作するように信号を発する論理回路１８、
変換器１，２の入力電流を検出する電流検出器１９，２
０、変換器１のゲート信号を遮断中に変換器１に電流が
流れる場合、あるいは変換器２にゲート信号が供給され
る期間中に変換器１に電流が流れる場合、及び変換器２
のゲート信号を遮断中に変換器２に電流が流れる場合、
あるいは変換器１にゲート信号が供給される期間中に変
換器２に電流が流れる場合において信号を発する電源短
絡検出回路２１、該検出回路２１および論理回路１８か
らの信号の論理和を出力する論理和回路２２、検出回路
２１から信号が発せられた際、変換器１，２のゲート信
号を遮断するようにフリツプフロップ回路１７からの信
号を遮断するスイッチ回路２３，２４より成る。

以上の構成による本発明の実施例の動作を次に説明する
。

先ず、電流偏差増幅器４は電流指令信号（正弦波）と、
電流検出信号の偏差に応じた信号を出力し、また自動パ
ルス移相器１１，１２にはこの信号に応じて変換器１，
２の点弧位相を制御することから、変換器の出力電流は
電流指令に比例するよう正弦波状に制御される。

本発明の対象とする正逆切換時の動作を説明する。電流
指令の磁性が反転すると、そのことが樋性判別回路１５
からフリップフロップ回路１７に伝えられる。

しかし変換器の電流が零となるまではフリツプフロツプ
回路１７の出力信号はそのままで反転することがない。
この期間であることを論理回路１８で検知し、信号を論
理和路２２を介して切換回路６，７に加える。すると、
切換回路６，７はバイアス設定器８の信号を選択し、自
動パルス移相器１１，２に加えるため、導適している変
換器の点弧位相は十分大きな値となるようゲートシフト
される。これにより変換器の電流は急速に消滅する。す
ると電流零検出回路１６から信号が発せられるため、フ
リツプフロツプ回路１７の出力信号は反転する。これに
伴い、論理回路１８から切換回路６，７に加えられた信
号は消滅するが、同時にこれ以後所定の時間、論理回路
１８からリミツタ回路９，１川こ信号が送られる。この
結果、増中器４の出力信号は切換回路６，７を通るが、
リミッタ回路９，１０が動作するため、その大きさ（ｃ
ｏｓＱ相当）は上限値が制限されて自動パルス移相器１
１，１２に加えられる。一方、フリツプフロツブ回路１
７の出力信号が反転したことから、スイッチ回路１３，
１４の動作が反転し、それまで導適していた側の変換器
はゲ−ト遮断が行われ、次に導通すべき側はゲート遮断
が解除される。このようにして、次に導通すべき変換器
は、制御遅れ角Ｑがある値より大きな値を保って点弧開
始される。ここで、もし電源短絡が起るケースであれば
、非導通であるべき変換器に電流が流れることとなるた
め、そのことを電源短絡検出回路２１で検出する。

この検出は、フリツプフロップ回路１７と電流検出器１
９，２０との信号に基づいて、ゲート遮断期間中に電流
が流れるか否かを判断して行う。このようにして電源短
絡が検出されると、その信号を論理和回路２２を介して
切換回路６，７に伝え、該切換回路の出力信号をバイア
ス設定器８からの信号に切換えてゲートシフトを行わせ
る。この結果、短絡閉回路の電流は速やかに減少し消滅
する。このため、過電流の発生は防止される。同様のこ
とはゲートシフトによらずとも、ゲート遮断によっても
可能である。

その場合は第６図に破線で示すように、検出回路２１の
信号をスイッチ回路２３，２４に加え、フリップフロッ
プ回路１７の出力信号を両方とも遮断するようにしてゲ
ート遮断が行なわれる。電源短絡の回復後は、そのまま
運転停止させるかあるいは自動復帰させることができる
。

前者の場合は、検出回路２１の内に記憶要素を設けてお
き、電源短絡を検出したならば、検出回路の出力信号が
そのまま保持されるよう構成することで実現される。後
者の場合は、電源短絡の回復が検出されたならば、基本
的にはゲートシフトおよび遮断を解除するが、安全をみ
てすぐ解除することはやめ、所定の時間の後に解除する
。このためには、検出回路２１の内に時間遅れ要素を設
けておき、短絡回復後一定時間は信号を出し続けるよう
検出回路２１を構成することで実現される。なお、図示
は省略してあるが、検出回路２１の出力信号は他の相の
ものと連系をとり、ある一相で電源短絡が検出されたな
らば、他の全ての相の電流が同時に零となるように動作
が行われるよう構成されている。一方、電源短絡が生じ
ないケースであれば、検出回路２１からは信号は発せら
れることはない。

論理回路１８からリミッタ回路９，１０‘こ加えられた
信号は、所定時間の後に消滅することから、リミッタ回
路９，１０の動作は停止し、増中器４の出力信号はその
まま自動パルス移相器１１，１２に伝えられる。これ以
後は平常の動作が行われる。以上のように動作するので
、万一の電源短絡時にも過電流が流れることはない。

したがって本発明によれば、切換時間を最短に設定した
場合においても、万一の電源短絡に際して過電流が流れ
ることがなく、また電源短絡を安全に回復させることが
できる。

なお、前記実施例では、ゲート遮断が解除される際、自
動パルス移相器１１，１２に加える信号をリミッタ回路
９，１０により上限を制限して点弧遅れ角Ｑがある値よ
り小さくならないよう制限しているが、そのようなもの
に限らず、例えば、ゲート遮断が解除される際は、点弧
角Ｑがその時点から所定時間は所定値を保って点弧制御
されるようなものでも本発明は適用でき同様の効果が得
られる。

また、前記実施例ではサィクロコンバータに適用した例
について述べたが、直流電動機を制御するレオナード装
置に適用しても同様の効果が得られる。

レオナード装置の構成は、サィクロコンバータの−相分
と同一であり、前述と同一の動作を行わせることにより
、電動と回生の切換を速やかに行わせることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図はサィクロコンバータの主回路部を示す回路図、
第２図ａ，ｂ，ｃ，ｄ、第３図ａ，ｂ，ｃおよび第４図
ａ，ｂ，ｃの各々は本発明の原理を示す説明図、第５図
ａ，ｂは電源短絡の生じる場合と、生じない場合の動作
説明図、第６図は本発明の実施例を示すブロック図であ
る。 １，２・・・・・・サィリスタ変換器、３・・…・電動
機、４・・・・・・電流偏差増幅器、５・・・・・・電
流検出器、６，７・・・・・・切換回路、８・・・・・
・バイアス設定器、９，１０・・・・・・リミツ夕回路
、１１，１２・・・・・・自動パルス移相器、１３，１
４・・・・・・スイッチ回路、１５・・・・・・犠牲判
別回路、１６・・・・・・電流雲検出回路、１７・・・
・・・フリツプフロップ回路、１８・・・・・・論理回
路、１９，２０・・・・・・電流検出器、２１・・…・
電源短絡検出９，２０・・・・・・電流検出器、２１・
・…・電源短絡検出回路、２２・・・・・・論理和回路
、２３，２４…・・・スイッチ回路。 豹′図 希乙図 茶３図 希 々− 図 菟づ図 約る図

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 制御整流素子で構成してなる電力変換器を２基有し
   、これら電力変換器を逆並列接続し、前記逆並列接続さ
   れた回路を介して交流電源と負荷とを接続し、これら電
   力変換器を交流電源により一定期間ずつ交互に動作させ
   、負荷に前記交流電源の周波数と異なる周波数の交流電
   力を供給できるサイクロコンバータを制御する方法にお
   いて、一方の電力変換器から他方の電力変換器に動作を
   移す際に次に導通すべき前記電力変換器の制御遅れ角を
   当該電力変換のゲート遮断解除直前から所定時間の間所
   定値以上に保つことを特徴とするサイクロコンバータの
   制御方法。 ２ 特許請求の範囲第１項において、前記制御遅れ角は
   、９０度以上とすることを特徴とするサイクロコンバー
   タの制御方法。 ３ 制御整流素子で構成してなる電力変換器を２基有し
   、これら電力変換器を逆並列接続し、前記逆並列接続さ
   れた回路を介して交流電源と負荷とを接続し、これら電
   力変換器を交流電源により一定期間ずつ交互に動作させ
   、負荷に前記交流電源の周波数と異なる周波数の交流電
   力を供給できるサイクロコンバータを制御する方法にお
   いて、一方の電力変換器から他方の電力変換器に動作を
   移す際に次に導通すべき前記電力変換器の制御遅れ角を
   当該電力変換のゲート遮断解除直前から所定時間の間所
   定値以上に保つと共に、前記所定時間の間における電源
   短絡の検出に応じて導通すべき側の前記電力変換器に対
   しゲートシフトあるいはゲート遮断を実行することを特
   徴とするサイクロコンバータの制御方法。 ４ 特許請求の範囲第３項において、前記電源短絡の検
   出は、前記サイクロコンバータに流入する電流の検出値
   に基づくことを特徴とするサイクロコンバータの制御方
   法。