JPS5956169A - 交流・直流変換回路 - Google Patents
交流・直流変換回路Info
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- JPS5956169A JPS5956169A JP16621482A JP16621482A JPS5956169A JP S5956169 A JPS5956169 A JP S5956169A JP 16621482 A JP16621482 A JP 16621482A JP 16621482 A JP16621482 A JP 16621482A JP S5956169 A JPS5956169 A JP S5956169A
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- JP
- Japan
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- transistor
- capacitor
- resistor
- voltage
- trq3
- Prior art date
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-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
- G01R19/00—Arrangements for measuring currents or voltages or for indicating presence or sign thereof
- G01R19/22—Arrangements for measuring currents or voltages or for indicating presence or sign thereof using conversion of AC into DC
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Physics & Mathematics (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Measurement Of Current Or Voltage (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の技術分野〕
この発明は、交流信号の振幅レベルを検出するために交
流信号を直流信号に変換する交流・直流変換回路に関す
る。
流信号を直流信号に変換する交流・直流変換回路に関す
る。
従来、交流信号の振幅レベルを検出するためのピークホ
ールド回路として、第１図に示すように構成された回路
が使用されている。すなわち、電源十ＶＣＣと−ＶＥ［
との間にトランジスタＱ、および定電流源■１が直列接
続されるとともに、この直列回路と並列にトランジスタ
Ｑ２゜定Ｗ、流源Ｉ２が直列接続される。上装置トラン
ジスタＱ１は、非反転入力端（−１−１ζこ交流信号Ｖ
ｉｎが供給され反転入力端（→にトランジスタＱ２のエ
ミッタ側軍圧が供給される電算増幅器１１の出力によっ
て導通制御され、トランジスタＱ２はトランジスタＱ、
のエミッタ電流で導通制御されそ。また、トランジスタ
Ｑ２のベースと接地・点間にコンデンサＣＩが接続され
、トランジスタＱ、のオンあるいはオフ状態によって充
電。
ールド回路として、第１図に示すように構成された回路
が使用されている。すなわち、電源十ＶＣＣと−ＶＥ［
との間にトランジスタＱ、および定電流源■１が直列接
続されるとともに、この直列回路と並列にトランジスタ
Ｑ２゜定Ｗ、流源Ｉ２が直列接続される。上装置トラン
ジスタＱ１は、非反転入力端（−１−１ζこ交流信号Ｖ
ｉｎが供給され反転入力端（→にトランジスタＱ２のエ
ミッタ側軍圧が供給される電算増幅器１１の出力によっ
て導通制御され、トランジスタＱ２はトランジスタＱ、
のエミッタ電流で導通制御されそ。また、トランジスタ
Ｑ２のベースと接地・点間にコンデンサＣＩが接続され
、トランジスタＱ、のオンあるいはオフ状態によって充
電。
放電制御される。そして、トランジスタＱ、と定市流源
工、との接続点から直流出力信号ｖｏｕｔを得る。
工、との接続点から直流出力信号ｖｏｕｔを得る。
上記のような構成において、第２図の波形図を参照して
動作を訝明する。入力信号Ｖｉｎは破線で示す正弦波で
、今、この入力信号Ｖｉｎのレベルが正であるとすると
、演算増幅器１１の反転入力端（ハ）に供給される電位
はロー（”Ｌ”）レベル（初期状態ではＯ”レベル）で
あるので、この演算増幅器１１の出力はハイ（’Ｈ”）
レベルとなる。従って、トランジスタＱ１は導通状態と
なり、コンデンサＣｒ＆こ電荷が充電されるとともに、
トランジスタＱ２が導通状態となるので出力信号Ｖ６ｕ
ｔは人力信号Ｖｉｎと同じ波形となる。入力信号Ｖｉｎ
のレベルが低下すると、トランジスタＱ、はカットオフ
するが、トランジスタＱ２はコンデンサＣ８に蓄えられ
た電荷によつゝ・で導通状態を維持する。上記コンデン
サＣ１の電荷は定電流源工、を介して徐々に放電される
ので、トランジスタＱ２の導通抵抗が高くなり出力信号
Ｖｏｕｔのレベルはゆっくりと低下する。
動作を訝明する。入力信号Ｖｉｎは破線で示す正弦波で
、今、この入力信号Ｖｉｎのレベルが正であるとすると
、演算増幅器１１の反転入力端（ハ）に供給される電位
はロー（”Ｌ”）レベル（初期状態ではＯ”レベル）で
あるので、この演算増幅器１１の出力はハイ（’Ｈ”）
レベルとなる。従って、トランジスタＱ１は導通状態と
なり、コンデンサＣｒ＆こ電荷が充電されるとともに、
トランジスタＱ２が導通状態となるので出力信号Ｖ６ｕ
ｔは人力信号Ｖｉｎと同じ波形となる。入力信号Ｖｉｎ
のレベルが低下すると、トランジスタＱ、はカットオフ
するが、トランジスタＱ２はコンデンサＣ８に蓄えられ
た電荷によつゝ・で導通状態を維持する。上記コンデン
サＣ１の電荷は定電流源工、を介して徐々に放電される
ので、トランジスタＱ２の導通抵抗が高くなり出力信号
Ｖｏｕｔのレベルはゆっくりと低下する。
次に入力信号Ｖｉｎのレベルが出力信号ＶＯ１ｌｔのレ
ベルを越えると、再びトランジスタＱｌ＋Ｑ２がオン状
態となり、出力信号ＶＯｕｔのレベルは入力信号Ｖｉｎ
と同じレベルとなる。
ベルを越えると、再びトランジスタＱｌ＋Ｑ２がオン状
態となり、出力信号ＶＯｕｔのレベルは入力信号Ｖｉｎ
と同じレベルとなる。
上述した動作を１１１次繰り返すこと（こより交流信号
を整流し、得られた直流の電圧を【則定することにより
交流信号の振幅レベルを察知する。
を整流し、得られた直流の電圧を【則定することにより
交流信号の振幅レベルを察知する。
しかし、上記のような構成では、花２図の波形図に示し
たように、出力信号ＶＯＵ’ｒのレベル変動が大きく変
換効率が低い。変換効率を高めようとすると大きな容量
のコンデンサを必要とし、回路を構成する素子数も比較
的多いため集積化した場合パターン１１ｉｌｉ４５ｆｔ
が大きくなる欠点がある。
たように、出力信号ＶＯＵ’ｒのレベル変動が大きく変
換効率が低い。変換効率を高めようとすると大きな容量
のコンデンサを必要とし、回路を構成する素子数も比較
的多いため集積化した場合パターン１１ｉｌｉ４５ｆｔ
が大きくなる欠点がある。
この発明は上記のような事情（こ鑑みて４イされたもの
で、その目的とするところは、出力レベルの変動が少な
く変換効率も高いうえ素子数も比較的少なく、集積化に
おいてパターン面積を小さくできる交流・直流変換回路
を提供することである。
で、その目的とするところは、出力レベルの変動が少な
く変換効率も高いうえ素子数も比較的少なく、集積化に
おいてパターン面積を小さくできる交流・直流変換回路
を提供することである。
すなわち、この発明においては、第１の電位供給源と第
２の電位供給源との間に第１抵抗。
２の電位供給源との間に第１抵抗。
トランジスタ、１５よび第２抵仇から成る直列回路を設
けるとともに演算増幅器を設け、このび算増幅器の非反
転入力端を入力端子に接続して交流信号を供給し、反転
入力端をトランジスタと第２抵抗との接続点に接続し、
その出力端をトランジスタのベースに接続して導通制御
する。
けるとともに演算増幅器を設け、このび算増幅器の非反
転入力端を入力端子に接続して交流信号を供給し、反転
入力端をトランジスタと第２抵抗との接続点に接続し、
その出力端をトランジスタのベースに接続して導通制御
する。
そして、上記第１抵抗とトランジスタとの接続点と接地
点との間にコンデンサを接続し、この第１抵抗とトラン
ジスタとの接続点から交流入力信号の振幅に比例した直
流出力信号を得るようにしたものである。
点との間にコンデンサを接続し、この第１抵抗とトラン
ジスタとの接続点から交流入力信号の振幅に比例した直
流出力信号を得るようにしたものである。
以下、この発明の一実施例について図面を参照して説明
する。第３図はその構成を示すもので、第１電位供給源
＋ＶＣＣと第２電位供給源Ｎ’Ｒｎとの間に、第１砥抗
Ｒ１，トランジスタＱ、および第２抵抗Ｒ２を直列接続
するとともに、演算増幅器１２を設け、その非反転入力
端（ト）を入力端子Ｉ３に、反転入力端（→をトランジ
スタＱ３と抵抗Ｒ２との接続点に、出方端をトランジス
タＱ８のベースにそれぞれ接続する。
する。第３図はその構成を示すもので、第１電位供給源
＋ＶＣＣと第２電位供給源Ｎ’Ｒｎとの間に、第１砥抗
Ｒ１，トランジスタＱ、および第２抵抗Ｒ２を直列接続
するとともに、演算増幅器１２を設け、その非反転入力
端（ト）を入力端子Ｉ３に、反転入力端（→をトランジ
スタＱ３と抵抗Ｒ２との接続点に、出方端をトランジス
タＱ８のベースにそれぞれ接続する。
また、抵抗Ｒ，とトランジスタ。３との接続点と第３電
位供給沖（接地点）との間をこコンデンサＣ２を接続し
、この抵抗Ｒ１とトランジスタＱ３との接続点を出方端
子１４に接続して成る。
位供給沖（接地点）との間をこコンデンサＣ２を接続し
、この抵抗Ｒ１とトランジスタＱ３との接続点を出方端
子１４に接続して成る。
図ζこおいて、演算増幅器１２とトランジスタＱ８とは
電圧フォロワ回路を構成しているので、トランジスタＱ
、のエミッタ側の電圧は入力電圧ｖｉｎに等しくなる。
電圧フォロワ回路を構成しているので、トランジスタＱ
、のエミッタ側の電圧は入力電圧ｖｉｎに等しくなる。
従って、出方端子ｌこコンデンサＣ２が接続されていな
い場合ｌこは、出カ１言号ＶＯｕｔは入力信号Ｖｉｎの
全波整流波形となる。
い場合ｌこは、出カ１言号ＶＯｕｔは入力信号Ｖｉｎの
全波整流波形となる。
上記のような構成において、河４図（ａ）〜（Ｃ）の波
形図を参照して動作を説明する。（ａｊ図は入ヵ端子１
３に供給される交流信号Ｖｉｎの波形図、（ｂ）図は出
力端子１４から出力される直流信号ＶＯｕｔの波形図で
ある。今、入力電圧が正の半周期において、交流入力信
号Ｖｉｎのレベルが上昇して行くとトランジスタＱ８は
飽和状態となり、入力信号Ｖｉｎと出力信号Ｖｏｕｔと
の関係は下式（１）％式％ ） ここでＶＣＦ、 ｓａｔはトランＳ）ヌタＱ３の飽和電
圧である。この区間Ｖ、ｌこおいては、出力端子１４か
ら入力信号Ｖｉｎと同じ電位の信号Ｖｏｕｔが得られ、
コンデンサＣ８はトランジスタＱｓのベース、コ１／ク
タの接合ダイオードを介して充電される。
形図を参照して動作を説明する。（ａｊ図は入ヵ端子１
３に供給される交流信号Ｖｉｎの波形図、（ｂ）図は出
力端子１４から出力される直流信号ＶＯｕｔの波形図で
ある。今、入力電圧が正の半周期において、交流入力信
号Ｖｉｎのレベルが上昇して行くとトランジスタＱ８は
飽和状態となり、入力信号Ｖｉｎと出力信号Ｖｏｕｔと
の関係は下式（１）％式％ ） ここでＶＣＦ、 ｓａｔはトランＳ）ヌタＱ３の飽和電
圧である。この区間Ｖ、ｌこおいては、出力端子１４か
ら入力信号Ｖｉｎと同じ電位の信号Ｖｏｕｔが得られ、
コンデンサＣ８はトランジスタＱｓのベース、コ１／ク
タの接合ダイオードを介して充電される。
次に、入力信号ｖｉｎが立ち下がると、コンデンサＣ２
に蓄えられた電荷はトランジスタＱ ｓ ｖ抵抗Ｒ２を
介して徐々に放電され、出力電圧Ｖｏｕｔは次第に低く
（区間ｖｔ）なる。
に蓄えられた電荷はトランジスタＱ ｓ ｖ抵抗Ｒ２を
介して徐々に放電され、出力電圧Ｖｏｕｔは次第に低く
（区間ｖｔ）なる。
さらに入力信号ｖｉｎが低下すると、抵抗Ｒ８を流れる
電流が小さくなる。つまり、トランジスタＱ、のコレク
タ電流が小さくなるので、コンデンサＣ６は抵抗Ｒ１を
介して電源＋ＶＣＣの電位で充電される。この区間Ｖ３
の充電は区間■１の時のように急激なものではないので
出力信号ｖｏｔｒｔはゆるやかな上昇をする。
電流が小さくなる。つまり、トランジスタＱ、のコレク
タ電流が小さくなるので、コンデンサＣ６は抵抗Ｒ１を
介して電源＋ＶＣＣの電位で充電される。この区間Ｖ３
の充電は区間■１の時のように急激なものではないので
出力信号ｖｏｔｒｔはゆるやかな上昇をする。
次に、入力信号ｖｉｎの電位が接地レベルに向かって上
昇を始めると、抵抗Ｒ１＋ Ｒ２を流れる電流がほぼ等
しくなり、コンデンサＣ２の放電々流が小さくなってこ
のコンデンサＣ２に蓄積された電荷が徐々に放電される
ので出力信号Ｖｏｕ ｔはゆるやかに下降（区間Ｖ４
）する。
昇を始めると、抵抗Ｒ１＋ Ｒ２を流れる電流がほぼ等
しくなり、コンデンサＣ２の放電々流が小さくなってこ
のコンデンサＣ２に蓄積された電荷が徐々に放電される
ので出力信号Ｖｏｕ ｔはゆるやかに下降（区間Ｖ４
）する。
上述したように、入力信号ｖｉｎの正の半周期でコンデ
ンサＣ２は急激に光電され、弁の半周期ではゆっくりと
充電されるので、コンデンサＣ７の容量を比較的大きく
設定すれは第４図（Ｃ）に示すように、出力信号ＶＯｕ
ｔは入力信号Ｖｉｎの正弦波の最大樵幅値にほぼ等しい
＠流電圧となる。
ンサＣ２は急激に光電され、弁の半周期ではゆっくりと
充電されるので、コンデンサＣ７の容量を比較的大きく
設定すれは第４図（Ｃ）に示すように、出力信号ＶＯｕ
ｔは入力信号Ｖｉｎの正弦波の最大樵幅値にほぼ等しい
＠流電圧となる。
このような構成（こよれば、出力電圧の変動が小さく高
い変換効率が得られるとともに素子ｔダも少なくできる
ので、集積化においてパターン面積を縮小できる。なお
、出力電圧の変動を小さくするためにはコンデンサＣの
容量を大きく設定する必要があるが、従来の回路はど大
きなものは必要なく、同じ容量であれば出力電圧の変動
をより小さくできる。
い変換効率が得られるとともに素子ｔダも少なくできる
ので、集積化においてパターン面積を縮小できる。なお
、出力電圧の変動を小さくするためにはコンデンサＣの
容量を大きく設定する必要があるが、従来の回路はど大
きなものは必要なく、同じ容量であれば出力電圧の変動
をより小さくできる。
この発明（こよる交流・直流変換回路の動作を確認する
ために、第３図の回路における電源電圧子Ｖｃｃ ＝
１５ Ｖ、 −ＶＢＢ ＝ −１５Ｖ、抵抗Ｒ１＝ｌｌ
ｊ２＝ｌ ＯＫＱ、コンデンサＣ２＝０．６８μＦとし
、トランジスタＱ３として２ＳＣ３７２゜演算増幅器１
２に東芝社ＴＡ７５５５９Ｐを用いて入力端子１３に周
波数１０ＫＨｚの交流信号を供給して実験を行なった。
ために、第３図の回路における電源電圧子Ｖｃｃ ＝
１５ Ｖ、 −ＶＢＢ ＝ −１５Ｖ、抵抗Ｒ１＝ｌｌ
ｊ２＝ｌ ＯＫＱ、コンデンサＣ２＝０．６８μＦとし
、トランジスタＱ３として２ＳＣ３７２゜演算増幅器１
２に東芝社ＴＡ７５５５９Ｐを用いて入力端子１３に周
波数１０ＫＨｚの交流信号を供給して実験を行なった。
入力電圧ｖｉｎを実効値でｏ、 ｉ ｖ〜３．ＯＶに変
化させたところ、下表−１に示すような実験値が得られ
た。表−１において振幅（ピーク電圧）は実効値の１倍
である。
化させたところ、下表−１に示すような実験値が得られ
た。表−１において振幅（ピーク電圧）は実効値の１倍
である。
表 −１
上記表−１においては出力電圧の測定値と振幅との差を
誤差として求めてあり、入力電圧が小さい時にはトラン
ジスタＱ３の飽和電圧ＶＣＥｓａｔによる誤差があるが
、入力電圧が０．５ Ｖ以上になるときわめて高い精度
が得られる。第５図に前記衣−１の入力信号ｖｉｎの振
幅と出力信号ＶＯｕｔとの関係を図示する。
誤差として求めてあり、入力電圧が小さい時にはトラン
ジスタＱ３の飽和電圧ＶＣＥｓａｔによる誤差があるが
、入力電圧が０．５ Ｖ以上になるときわめて高い精度
が得られる。第５図に前記衣−１の入力信号ｖｉｎの振
幅と出力信号ＶＯｕｔとの関係を図示する。
第６図は、この発明による交流・直流変換回路を演算増
幅器の交流利得検出回路ζこ応用したものである。図に
おいて、１５は信号源、１６は直列接続された抵抗Ｒ３
、コンデンサＣ３および抵抗Ｒ４から成る減衰器、１７
は被測定用の演算増幅器、Ｒ，、Ｒ，は演算増幅器１７
の出力の変動を小さくするための抵抗、１８はコンデン
サＣ４＋抵抗Ｒ１から成り演算増幅器１７のオフセット
を打ち消すための結合回路、１９はこの発明による交流
・直流変換回路である。
幅器の交流利得検出回路ζこ応用したものである。図に
おいて、１５は信号源、１６は直列接続された抵抗Ｒ３
、コンデンサＣ３および抵抗Ｒ４から成る減衰器、１７
は被測定用の演算増幅器、Ｒ，、Ｒ，は演算増幅器１７
の出力の変動を小さくするための抵抗、１８はコンデン
サＣ４＋抵抗Ｒ１から成り演算増幅器１７のオフセット
を打ち消すための結合回路、１９はこの発明による交流
・直流変換回路である。
以下、信号源１５の電圧をＶＡ（ＶＡ：ビーク電圧）、
減衰器１６の減衰率を１ｔ＜イさＲ４／（Ｒ３＋Ｒ４）
）、被演算増幅器１７の交流利得をＡＶ、直流出力電圧
をＶＢとして動作を説明する。まず、信号源１５の出力
する交流信号を減衰器１６に供給してレベルを４に下げ
る。
減衰器１６の減衰率を１ｔ＜イさＲ４／（Ｒ３＋Ｒ４）
）、被演算増幅器１７の交流利得をＡＶ、直流出力電圧
をＶＢとして動作を説明する。まず、信号源１５の出力
する交流信号を減衰器１６に供給してレベルを４に下げ
る。
この減衰した信号を非反転形帰還回路構成にした演算増
幅器１７に供給して増幅する。次に演算増幅器１７の出
力を結合回路１８に供給してオフセット誤差を打ち消し
た後、交流・直流変換回路１９で交流・直流変換し、演
算増幅器１７の出力の振幅レベルを検出してＶＢを得る
。
幅器１７に供給して増幅する。次に演算増幅器１７の出
力を結合回路１８に供給してオフセット誤差を打ち消し
た後、交流・直流変換回路１９で交流・直流変換し、演
算増幅器１７の出力の振幅レベルを検出してＶＢを得る
。
演算増幅器１７の利得ＡＭは、信号源１５の電圧７人、
減垂率イ、−直流出力電圧ＶＢより、下式（２）に示す
ような関係として求められる。
減垂率イ、−直流出力電圧ＶＢより、下式（２）に示す
ような関係として求められる。
−１°ＶＢ ・・・・・・・・・・・・・
・（２１ｖ ７Ａ− 〔発明の効果〕 以上説明したようにこの発明によれば、出力レベルの変
動が少なく変換効率も高いうえ素子数も比較的少ないす
ぐれた交流・直流変換回路が得られる。
・（２１ｖ ７Ａ− 〔発明の効果〕 以上説明したようにこの発明によれば、出力レベルの変
動が少なく変換効率も高いうえ素子数も比較的少ないす
ぐれた交流・直流変換回路が得られる。
第１図は従来のピークホールド回路を示す図、第２図は
上記第１図の回路の入出力波形図、第３図はこの発明の
一実施例に係る交流・直流変換回路を示す構成図、第４
図（ａ）〜（Ｃ）はそれぞれ上記第３図の回路の入出力
波形図、第５図は上記第３図の回路の入力車圧の振幅と
出力′電圧との特性を示す図、第６図はこの発明による
交流。 直流発換・回路を演算増幅器の交流利得迎１定回路に使
用した回路を示す図である。 ＋＋Ｖｃｃ・・・第１電位供給源、−Ｖ［−・・第２電
位供給源、Ｒ１・・・第１抵抗、Ｑｓ・・・トランジス
タ、Ｒｔ・・・第２抵抗、１２・・・演算増幅器、Ｃ２
・・・コンデンサ、ｙｉｎ・−・交流信号、Ｖｏｕｔ・
・・直流出力信号。 出願人代理人 弁理士 鈴 江 武 彦第１図 第２図 詩閏１．− 第４ “°°１ 電 を 電 （Ｃ）万 荷量ｔ□ 財開ｔ −
上記第１図の回路の入出力波形図、第３図はこの発明の
一実施例に係る交流・直流変換回路を示す構成図、第４
図（ａ）〜（Ｃ）はそれぞれ上記第３図の回路の入出力
波形図、第５図は上記第３図の回路の入力車圧の振幅と
出力′電圧との特性を示す図、第６図はこの発明による
交流。 直流発換・回路を演算増幅器の交流利得迎１定回路に使
用した回路を示す図である。 ＋＋Ｖｃｃ・・・第１電位供給源、−Ｖ［−・・第２電
位供給源、Ｒ１・・・第１抵抗、Ｑｓ・・・トランジス
タ、Ｒｔ・・・第２抵抗、１２・・・演算増幅器、Ｃ２
・・・コンデンサ、ｙｉｎ・−・交流信号、Ｖｏｕｔ・
・・直流出力信号。 出願人代理人 弁理士 鈴 江 武 彦第１図 第２図 詩閏１．− 第４ “°°１ 電 を 電 （Ｃ）万 荷量ｔ□ 財開ｔ −
Claims (2)
- （１）第１電位供給源と第２電位供給源との間に直列接
続された第１抵抗、トランジスタおよび第２抵抗から成
る直列回路と、非反転入力端に交流信号が供給されると
ともに反転入力端に上記トランジスタと第゛２抵抗との
接続点の電位が供給されその出力で上記トランジスタを
導通制御する演算増幅器と、上記第１抵抗とトランジス
タとの接続点と第３電位供給のとの間に接続されるコン
デンサとを具備し、上記第１抵抗とトランジスタとの接
続点から上記演算増幅器の反転入力端に供給される入力
信号の振幅に比例した直流出力信号を得るように構成し
たことを特徴とする交流・直流変換回路。 - （２）前記第３電位供給源の電位は、第１電位供給源の
電位と第２亀位供給源の電位との間のレベルであること
を特徴とする特許請求の範囲第１項記載の交流・直流変
換回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16621482A JPS5956169A (ja) | 1982-09-24 | 1982-09-24 | 交流・直流変換回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16621482A JPS5956169A (ja) | 1982-09-24 | 1982-09-24 | 交流・直流変換回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5956169A true JPS5956169A (ja) | 1984-03-31 |
Family
ID=15827215
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP16621482A Pending JPS5956169A (ja) | 1982-09-24 | 1982-09-24 | 交流・直流変換回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5956169A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN114966218A (zh) * | 2022-02-23 | 2022-08-30 | 国网山东省电力公司莱芜供电公司 | 一种变电站接地网的接地电阻检测装置及方法 |
-
1982
- 1982-09-24 JP JP16621482A patent/JPS5956169A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN114966218A (zh) * | 2022-02-23 | 2022-08-30 | 国网山东省电力公司莱芜供电公司 | 一种变电站接地网的接地电阻检测装置及方法 |
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