JPS596157Y2 - 発電機の電圧発生制御装置 - Google Patents

Description

【考案の詳細な説明】 本考案は、例えば可搬式エンジン発電機のような可及的
小型で大出力が要求される用途に好適し、必要に応じて
負荷駆動電圧の異なる世界各国での使用をも可能ならし
める構戒を有する発電機の電圧発生制御装置の改良に関
する。

以下本考案の範囲を特に限定する意味ではないが説明の
便宜上エンジン発電機を具体例に挙げて説明すると、エ
ンジン発電機は一般に負荷を５０Ｈｚ又は６０Ｈｚで駆
動するように構威される。

ところでエンジン発電機に於いては、大出力化を実現す
るためには周知のようにエンジンの回転速度を高めるこ
と及び又は界磁巻線数を増大することが考えられる。

しかるに界磁巻線数の増大には自ら限度があり、従って
出力の大きさはエンジン回転速度により左右されるもの
と考えて差し支えないであろう。

所が発電機自体ではその出力周波数はエンジン回転速度
によって定まってしまい、例えば２極の発電機でエンジ
ンと直結の場合、負荷を５０Ｈｚで駆動するためのエン
ジン回転速度は３０００ ｒ ． ｐ．ｍ、６０Ｈｚで
駆動するためには３６００ ｒ ． ｐ，ｍに設定しな
けれは゛ならない。

そこで例えば可及的小型で大出力の要求される可搬式エ
ンジン発電機に於いては、エンジン回転速度を例えば５
０００ ｒ ． ｐ．ｍ又は６０００ ｒ ． ｐ，ｍ
ニ設定して大出力化を計るようにし、その整流出力をイ
ンバータ回路を用いて目的とする５０止又は６０止に変
換する構造のものが考慮されている。

そしてかかるエンジン発電機には、通常負荷に対する供
給電圧を可及的に定電圧化するために定電圧制御部が設
けられている。

而してこのような定電圧制御部を備え必要に応じて例え
ば世界各国での使用を可能ならしめるように多電圧切換
装置を設けた従来のエンジン発電機にあっては、通常そ
の定電圧制御部と多電圧切換装置とが互に独立的に構或
されている。

このためその構或が比較的複雑多岐となるばかりでなく
、ひいてはコスト高を招くという欠点があった。

本考案はかかる実情に基いてなされたもので、負荷に対
する供給電圧の定電圧制御部と必要に応じてもうけられ
る多電圧切換装置部とを密接に結合させて同時に制御可
能ならしめると共に構戊の可及的簡易化、低廉化を容易
に計り得るようにした発電機の電圧発生制御装置を提供
することを目的とする。

以下添付図面を参照しながら本考案装置の一実施例を詳
細に説明する。

第１図はその一実施例の概略的回路構威図で、例えば上
述したように可及的小型で大出力化を計るためにそのエ
ンジン回転速度を５００Ｏ ｒ ． ｐ．ｍ又は６００
０ ｒ ． ｐ ．ｍに設定した可搬式エンジン発電機
からなる発電機本体Ｇの交流出力端を４個のダイオード
を用いて構威された第１のブリッジ整流回路１の入力端
子対間に接続する。

そしてこの整流回路１の出力端子対間に、平滑コンデン
サＣ１と下記するような構戊のブリッジ形サイリスクイ
ンバータ回路２とを並列に接続する。

即ちこのインバータ回路２は、上記整流回路１の出力端
子対間に夫々同一の２組の回路を互に並列に接続した構
或を有し、その各組の回路は夫々２個の電源電圧２等分
割用直列コンデンサＣ２−Ｃ ３（Ｃ ４−Ｃ ５）と
各２個の図示極性の直列帰還ダイオードＤ ５−Ｄ ６
（Ｄ ７−Ｄ ８）及び各１個の転流リアクトルＬｌ（
Ｌ２）の両端に夫々設けられた順方向接続の主電流通路
を有する２個のスイッチング素子つまり本例ではサイリ
スタＳｌ−８２（Ｓ３−Ｓ４）の並列回路から或ってい
る。

そしてその各組の電源電圧分割用コンデンサと帰還ダイ
オードとの接続点を各対応する転流リアクトルの？間タ
ップ端子に接続すると共に、これら両転流リアクトルＬ
ｌ，Ｌ２の中間タップ端子間に負荷Ｌと転流コンデンサ
Ｃ６の並列回路を接続した構戊を有している。

他方上記インバータ回路２中に含まれる各サイリスタＳ
１〜Ｓ４のゲート電極Ｇ１〜Ｇ４を上記５０Ｈｚ又は６
０拒のような所望の周期で交互ひトリガ制御するための
トリガ制御源として、次のような構或の非安定マルチバ
イブレー夕回路３を設ける。

即ちこのマルチバイブレータ回路３は、上記整流回路１
の出力端子対間に接続された２個の直列抵抗Ｒｌ，Ｒ２
からなる分圧回路の両抵抗接続点と接地点間に更に平滑
コンデンサＣ７と定電圧ダイオードＤ２を並列接続する
ことにより得られる定電圧電源を動作電源として上記定
電圧ダイオードＤ２の非接地カソード側端子に夫々抵抗
Ｒ３（Ｒ４）（図示中央部）と順方向接続のダイオード
Ｄ９（ＤＩＯ）との直列回路を介してその各コレク夕が
接続された１対のｎｐｎ形エミツタ接地トランジスタＱ
ｌ，Ｑ２を含む。

これらのトランジスタＱ１，Ｑ２の各ベースは、夫々結
合コンデンサＣ８，Ｃ９を介して他側トランジスタＱ２
，Ｑｌのコレクタに接地すると共に夫々ベース抵抗Ｒｈ
，Ｒｂを介して上記第１の動作電源の非接地正極側端子
に接続する。

また上記各トランジスタＱｌ，Ｑ２からの発振出力電圧
レベルを必要に応じて適宜高めるために上記トランジス
タＱｌ，Ｑ２の各コレクタに夫々例えば図示の如くコン
デンサＣ １０（Ｃ １１）と抵抗Ｒ ５（Ｒ ６）の
直列回路と抵抗Ｒ７（Ｒ８）との並列回路を介してその
各ベースが接続された１対のｎｐｎ形エミツタ接地トラ
ンジスタＱ３，Ｑ４を設ける。

更にこれらのトランジスタＱ３，Ｑ４の各コレクタと上
記第１の動作電源の非接地正極側端子との間に夫々コレ
クタ出力巻線Ｔｐ，Ｔｐ２を接続すると共に、その各出
力巻線に対して各２個の電磁結合された二次巻線Ｔ８，
Ｔ８４（Ｔ５３，Ｔ５２）を設ける。

そしてこれらの二次巻線からの各ダイオードＤ１１ ，
Ｄ １４（Ｄ １３， Ｄ １２）を介して得られる
整流パルス電圧を夫々上記インバータ回路２中に含まれ
る各サイリスタＳ１〜Ｓ４のゲート電極６１〜Ｇ４に対
して図示のような組合せでトリガパルスとして印加する
ように接続する。

尚上記各コレクタ出力巻線Ｔｐ１，Ｔｐ２に夫々逆方向
接続されたダイオードＤ １５，Ｄ １６は、周知のよ
うに各対応トランジスタＱ３，Ｑ４のオフ直後における
自動持続励振現象を抑圧する目的で必要に応じて付加さ
れるものである。

ここまでの構戒は、従来より公知である。而して本考案
では上記のような構或を有する発電機回路に於いて、更
に下記するような発電機本体Ｇからの交流出力レベル変
動等による負荷Ｌへの供給電圧変動現象を絶えず自動的
に抑圧するように作用する定電圧制御部を備えることを
特徴とし、必要に応じて例えば世界各国での共通使用を
目的として数種の電圧で負荷を駆動可能とする多電圧切
換装置を追加するように構成した事を特徴とする。

即ち先ず負荷Ｌに印加されるべき出力電圧を利用してこ
れを入力とする制御整流回路例えば４個のダイオードＤ
１７〜Ｄ２０を用いた第２のブリッジ整流回路４を設け
、この整流回路４の出力端子対間に接続された２個の直
列抵抗Ｒ ９， Ｒ １０からなる分圧回路の両抵抗接
続点と接地点間に平滑コンデンサＣ１２を接続した電圧
直流電源５を構威する。

そしてこの直流電源５の非接地正極側端子つまり上記分
圧抵抗接続点に図示極性のツエナダイオードＤＺＩとダ
イオードＤ２１の直列回路を介して夫々目的とする負荷
駆動電圧の種類（例えば現在世界主要国では第２図に示
すように２４０ Ｖ ，２２０ Ｖ，１１５ Ｖ及び１
００■の４種のうちノイずれかの発電機負荷電圧が使用
されている）に合せた数つまづ本例では夫々４個の固定
接点を有する２個の連動式切換スイッチＷｌ，Ｗ２の各
可動接点を接続する。

これらの切換スイッチＷｌ，Ｗ２の各固定接点には、夫
々後に更に詳述するように駆動すべき発電機負荷電圧値
によって定まる互に相異なった抵抗値を有する４個の抵
抗Ｒ １１，Ｒ １２，Ｒ １３，Ｒ１４（Ｒ ２１
， Ｒ ２２， Ｒ ２３， Ｒ ２４）の各一端を個
別に接続し、その各共通接続された４個の抵抗の他端を
夫々コンデンサＣ １３， （Ｃ １４）を介して接地
する。

ここで後述する所より明らかなように上記各切換スイッ
チＷｌ，Ｗ２と、その各固定接点に各一端が個別に接続
され他端を共通接続した各４個の抵抗Ｒ１１〜Ｒ １４
， Ｒ ２１〜Ｒ２４からなる回路部分は多電圧切換装
置６，７として作用する。

また上記各切換スイッチＷｌ，Ｗ２を介して上記ダイオ
ードＤ２１のカソードと接地点間に夫々各４個のうちの
？ずれかの選択的切換抵抗Ｒ１１〜Ｒ １４（Ｒ２１〜
Ｒ２４）と各対応コンデンサＣ １３（Ｃ １４）とで
構威される直列接続回路２組の並列回路部分は、積分回
路８，９を構戒する。

即ち後述するように発電機本体Ｇからの交流出力レベル
の変動等による負荷Ｌへの供給電圧レベルの変動現象を
絶えず自動的に抑圧制御するための本考案に係る定電圧
制御部として作用する一種の遅延回路である積分回路８
，９を構或している。

かくしてこれらの積分回路８，９の各抵抗とコンデンサ
の接続点を夫々図示極性のダイオードＤ２２（Ｄ２３）
を介して上記各対応トランジスタＱｌ（Ｑ２）のコレク
タに接続すると共に、夫々順方向接続の主電流通路を有
するスイッチング素子例えばプラグラマブルユニジャン
クショントランジスタＰＵＴ １ （ＰＵＴ ２）のア
ノードーカソード通路とトリガトランスＴＩ（Ｔ２）の
一次巻線Ｔ１ｐ（Ｔ２ｐ）の直列回路を介して接地する
。

なおダイオードＤ ２２（Ｄ ２３）は本考案にいう同
期化回路に対応している。

他方上記各スイッチング素子ＰＵＴ１（ＰＵＴ２）のト
リガ電極は、夫々上記第１の定電圧直流電源の両端間に
接続された各２個の直列抵抗Ｒ １３−Ｒ １４（Ｒ
１５−Ｒ １６）の各対応接続点に夫々順方向接続ダイ
オードＤ ２４（Ｄ ２５）を介して接続する。

而して上記各トリガトランクー次巻線Ｔ１ｐ（Ｔ２ｐ）
に対して電磁結合された各トリガトランス二次巻線Ｔ８
（’ｒ２ｓ）からの各ダイオードＤ ２６（Ｄ ２７）
を介して得られる整流パルス電圧を、夫々図示の如く、
上記インバータ回路２中のサイリスタＳｌ（Ｓ３）のゲ
ート電極Ｇｌ（Ｇ３）に対して後述するようなトリガパ
ルスとして印加するように構或する。

次に上記のように構威された回路の動作を第３図ａ乃至
ｋを参照しながら具体的に説明する。

先ず上記多電圧切換装置部６，７と積分回路からなる定
電圧制御部８，９とが設けられていない場合には、当業
者にとって容易に理解されるように上記マルチバイブレ
ータ回路３中のトランジスタＱ３（Ｑ４）が各対応トラ
ンジスタＱｌ（Ｑ２）の各結合コンデンサＣ ８（Ｃ
９）容量値とベース抵抗Ｒ５、（Ｒｂｚ）抵抗値との積
による時定数によって制御される間けつ的オンオフ動作
を通して所定周期毎に第３図ａ，ｌ）に示すような方形
波発振出力を交互に発生する。

そしてトランジスタＱ３の各オン期間の立上り時にコレ
クタ出力巻線Ｔｐ１と結合された各二次巻線Ｔｓｌ，Ｔ
ｓ４からの整流出力からなる第３図Ｃに示すようなトリ
ガパルスが、上記インバータ回路２中の各対応サイリス
タＳｌ，Ｓ４のゲート電極Ｇｌ，Ｇ４に印加されて当該
各サイリスタＳｌ，Ｓ４が同時にターンオフされ通電状
態に設定される。

この結果負荷Ｌを通して図に実線矢印で示すような方向
に第１の負荷電流ｉＬ１が流れる。

同様にしてトランジスタＱ４の各オン期間の立上り時に
は、コレクタ出力巻線Ｔｐ２と結合された各二次巻線Ｔ
ｓａ，ＴＳ２からの整流出力からなる第３図ｄに示すよ
うなトリガパルスが上記インバータ回路２中の各対応サ
イリスタＳ３，Ｓ２のゲート電極Ｇ３，Ｇ２に印加され
て当該各サイリスタＳ３，Ｓ２が同時にターンオフされ
通電状態に設定されると共に、この時各転流リアクトル
Ｌ１の上半分とＬ２の下半分に誘起される逆起電力によ
り夫々上記サイリスタＳｌ，Ｓ４が同時に逆バイアスさ
れて強制的にターンオフされ非通電状態に設定される。

この結果負荷Ｌを通して図示破線矢印方向つまり上記第
１の負荷電流ｉＬ１と逆方向に第２の負荷電流ｉＬ２が
流れる。

以下同様の動作を交互に反覆することにより、負荷Ｌに
対して第３図ｅ実線に示すような波形の駆動電圧が印加
される。

この部分までは従来より公知であり、上述したような動
作を行う発電機回路に対して更に発電機本体Ｇからの交
流出力レベルの変動等による負荷Ｌへの供給電圧の定電
圧化を行うための定電圧制御部及び駆動電圧の異なる負
荷を選択的に駆動するための多電圧切換装置部を付加す
る構威とする場合、従来はその定電圧制御部と多電圧切
換装置部とが互に独立的に構威されていた為にその構威
が比較的複雑多岐となる上にコスト高を招き易いという
難点があった。

これに対して多電圧切換装置部６，７及び一種の遅延回
路として作用する積分回路によって構或された定電圧制
御部８，９を使用した場合の動作を以下に詳述する。

即ち図示装置を使用する場合には以下駆動すべき負荷を
所定の接合端子に接合させた状態で上記多電圧切換装置
６，７中の各連動式切換スイッチＷｌ，Ｗ２を当該負荷
の駆動電圧に従って切換操作すればよい。

第２図はかかる目的で構威された本考案に係るアダプタ
１０のパネル面の構戊を示すもので、上記多電圧切換装
置６，７中の各連動式切換スイッチＷｌ，Ｗ２の切換操
作を行うための切換操作撮み１１と駆動すべき任意の負
荷の例えばコネクタジャックを接合するためのプラグ端
子１２とが設置されている。

かくして今例えば駆動すべき負荷として第２図に示す如
＜ ２４０ Ｖ，２２０ Ｖ，１１５及び１１０Ｖの４
種があり、そのうちの１１０ Ｖの負荷を選択駆動する
ものとすると、当該負荷を上記プラグ端子１２に接合す
ると共に上記切換操作撮み１１を１１０■の表示位置に
切換操作することにより上記多電圧切換装置６，７中の
各連動式切換スイッチＷｌ，Ｗ２の接点接続位置を上記
各４個の抵抗Ｒ１１〜Ｒ１４（Ｒ２１〜Ｒ２４）中の各
最小抵抗値を有する例えばＲ１１ （Ｒ ２１）の抵抗
位置に合せてやればよい。

このようにすると上記定電圧制御部を構或している各積
分回路８，９は、上記選択切換抵抗Ｒ １１ （Ｒ ２
１）と積分コンデンサＣ １３（Ｃ １４）の各直列回
路によって構威されることになり、当該各積分回路８，
９中の積分コンデンサＣ １３（Ｃ １４）の充電電圧
レベルは上記マルチバイブレータ回路３中の各対応トラ
ンジスタＱｌ（Ｑ２）の通電期間中は各ダイオードＤ２
２（Ｄ２３）が順バイアス状態にあるので略零レベルに
設定されており、従って各対応トリガトランスＴＩ（Ｔ
２）は何ら付勢されない。

そして上記各積分コンデンサＣ １３（Ｃ １４）の充
電電圧レベルは、上記マルチバイブレータ回路３中の各
対応トランジスタＱｌ（Ｑ２）が非通電状態つまり各他
側トランジスタＱ２（Ｑｌ）が通電状態に設定された瞬
間からスタートして時間の経過につれて次第に上昇して
行き各対応する積分抵抗Ｒ １１ （Ｒ ２１）の抵抗
値と積分コンデンサＣ １３（Ｃ １４）の容量値との
積による時定数によって定よる所定時間後に所定の充電
電圧レベルに達して各対応スイッチング素子ＰＵＴ１（
ＰＵＴ２）をトリガしてターオンせしめ、これによって
各対応トリガトランスＴＩ（Ｔ２）を付勢状態に設定す
る。

従って上記各積分回路８，９の積分時定数を予め適宜選
定しておけば、例えば上記インバータ回路２中のサイリ
スタＳ１とＳ４が通電状態に設定されている期間中で第
３図ｆに示すようにその各通電開始時ｔ。

つまり他方側サイリスタＳ３とＳ２が通電状態から非通
電状態に設定された瞬間からスタートしてこれらのサイ
リスタＳ３とＳ２が再び通電状態に突入される以前の適
当な時間△ｔの経過毎にトリガトランスＴ２を上記の如
く付勢させるようにすることができる。

そしてこのようにすれば、上記サイリスタＳ１とＳ４が
通電期間中に於いてその各通電開始後上記時間△ｔの経
過毎に上記サイリスタＳ３をトリガしてターンさせるこ
とができるもので、このサイリスタＳ３のターンオン時
には周知の如く転流リアクトルＬ２の上半分と下半分と
に同一レベルで互に逆極性の電圧が誘起されてサイリス
タＳ４のアノードーカソード間が逆バイアス状態となり
、これによって当該サイリスタＳ４がサイリスタＳ１と
ともに強制的にターンオフされて負荷Ｌに対する上記第
１の負荷電流ｉＬ１の供給通路が強制的に遮断されるこ
とになる（第３図ｇ参照）。

他方上記インバータ回路２中のサイリスタＳ３とＳ２が
通電期間中に於いてもトリガトランスＴ１が対応する積
分回路８及びスイッチング素子ＰＵＴ１を介して上記ト
リガトランスＴ２と同様な動作を行なってサイリスタＳ
３とＳ２とが通電期間中に於いてその各通電開始時ｔ。

からスタートして上記時間△ｔ経過毎に、サイリスタＳ
１がトリガされ、これによってサイリスタＳ３と８２と
を強制的にターンオフせしめる。

即ち上記第２の負荷電流ｉＬ２を強制的に遮断する。

上記に於いて、今上述の如く連動式切換スイッチＷｌ，
Ｗ２によって抵抗Ｒｌｌ，Ｒ２１が選ばれているものと
したときに負荷Ｌの端子電圧が１００■から増大または
減少したとしても、上記端子電圧は正し＜１００■に維
持されるよう制御される。

即ち、仮に上記端子電圧が１００Ｖから増大したとする
と、その分だけ上記積分コンデンサＣ １３（Ｃ １４
）に対する充電電流が増大する。

このため、上記時間△ｔは小となり、負荷Ｌに供給され
る負荷電流ｉＬ２（ｉＬ１）の通電時間が減少するよう
制御され、負荷Ｌの端子電圧は減少されて１００Ｖに保
つよう制御される。

逆に負荷Ｌの端子電圧が減少すると、上記時間△ｔが大
となり、同様に負荷Ｌの端子電圧は増大されて１００■
に保つよう制御される。

上記連動式切換スイッチＷｌ，Ｗ２によって抵抗Ｒ １
２（Ｒ ２２）が選ばれたとすると、抵抗Ｒ１２（Ｒ２
２）を選んだ分だけ、上記積分コンテ゛ンサＣ１３（Ｃ
１４）に供給される充電電流が減少されて上記時間△ｔ
が増大され、第３図ｈとｉとを比較すると明らかな如く
、負荷Ｌの端子電圧は１１５ｖに切換えられる。

そしてこの状態で負荷電圧が１１５■から増減しても、
上記１００ Ｖの場合と同様に、正しく１１５■を保つ
ように制御される。

連動式切換スイッチＷｌ，Ｗ２によって他の抵抗Ｒ １
３（Ｒ ２３），Ｒ１４（Ｒ ２４）が選ばれた場合も
夫々同様に、負荷Ｌの端子電圧は２２０ Ｖ，２４０
Ｖに選定された上で正しく電圧制御が行なわれる。

以上詳述した所より明らかなように本考案によれば、殊
に上記のようなインバータ回路２を付加することにより
例えばエンジン回転速度を高めて可及的高出力化を計っ
た発電機に於いて、インバータに対する制御をそのまま
利用して負荷への供給電圧レベルの変動を抑圧制御する
ことが可能となる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本考案装置の一実施例を示す概略的回路構戊図
、第２図は同本考案装置のアダプタパネル面の正面概略
図、第３図ａ乃至ｋは上記第１図中の主要回路部分の一
具体的動作タイミング図である。 Ｇ・・・・・・発電機本体、Ｌ・・・・・・負荷、２・
・・・・・インバータ回路、Ｓ１〜Ｓ ４，ＰＵＴ １
，ＰＵＴ ２・・・・・・スイッチング素子、６，７・
・・・・・多電圧切換装置、８，９・・・・・・遅延（
積分）回路。

Claims (1)

【実用新案登録請求の範囲】
1. 発電機をそなえると共に、交互にオンオフ制御される少
   なくとも２つのスイッチング素子を含むインバータ回路
   によって上記発電機により発電されて得られた直流電圧
   を交番電圧に変換し、該交番電圧を負荷に供給する発電
   機において、上記２つのスイッチング素子に対して供給
   するターン・オン用のトリガ信号を生或する自走式マル
   チバイブレータ回路、上記負荷に供給されるべき複数レ
   ベルの電圧のうちの選択された１つに対応して、遅延時
   間を生威し当該遅延時間経過時にリセットされる積分回
   路、および該積分回路がリセットされるタイミングで上
   記スイッチング素子のうちのオン状態にある側のスイッ
   チング素子に対してターン・オフ用のトリガ信号を生戒
   するターン・オフ用のトリガ信号生戒回路をそなえると
   共に、上記自走式マルチバイブレー夕が次にスイッチン
   グするまで上記積分回路による積分動作を禁止し当該マ
   ルチバイブレータがスイッチしたとき当該積分動作を開
   始せしめる同期化回路が上記マルチバイブレータと上記
   積分回路との間に接続されてなることを特徴とする発電
   機の電圧発生制御装置。