JPS5967877A - インバ−タの電流制限方式 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、それぞれ逆並列にダイオードを有する可制御
半導体スイッチの３相ブリツジからなり、パルス幅制御
機能を持たない制御回路を備えたインバータの過電流制
限方式に関する。

例えば鉄道車両の冷房装置に給電する補助電源装置をイ
ンバータで構成する場合、架線から集電器を介して受電
される大幅に変動する電源電圧をＤＣ−ＤＣコンバータ
によυ適当なレベルに安定化した直流中間回路電圧に変
換してから、これをインバータ直流入力電圧とすること
は、インバータの安定動作が確保されるはかｐでなくイ
ンバータを構成する半導体素子の耐圧余裕が少なくてす
むという理由から好ましい。この場合には、インバータ
内の個々の可制御半導体スイッチのための制御回路がパ
ルス幅制御機能を持たなくても、ＤＣ−ＤＣコンバータ
によってインバータ直流入力電圧を制御することによっ
てインバータ交流出力電圧の大きさを所望値に保つこと
ができる。

ところで上述の如き補助電源装置においては冷房装置の
ほかに照明器具など種々の電気機器が接する突入電流が
生じる。したがって、１両に１台のインバータを塔載す
る分散形電源システムの場合に、従来ではその起動電流
を許容し得る電流容量をインバータに持たせており、装
置として大形で高価なものになっていた。インバータの
大形化を避けるためにはインバータの電流を制限する必
要がある。パルス幅制御機能を持たないインバータ制御
回路の場合においてインバータの電流を制限するために
は、ＤＣ，ＤＣコンバータの通流率を絞ってインバータ
の直流入力電圧を下げるようにすればよい。しかしなが
ら、ＤＣ−ＤＣコンバータとインバータとの間には電圧
平滑のための中間フィルタが設けられるので、ゆるやか
に上昇する過電流に対しては電流制限ループの応答速度
は十分であるにしても、急峻に立上がる過電流に対して
は電流制限ループはすぐに応答できない。

そこで、負荷短絡事故時における過電流保護と同等の扱
いで、すべての可制御半導体スイッチのパルスオフを併
用することが考えられる。しかしながら、この場合には
パルスオフ後負荷電流は可制御半導体スイッチに並列に
設けられているダイオードを介してインバータの直流入
力側に逆流するため、電流の減衰が速い反面、電流制限
ループの電圧引下げ動作に反して、逆流する負荷電流は
インバータ直流入力回路の平滑コンデンサを充電して電
圧を高める作用をする。このために電流制限ループのゆ
るやか々る電流制限作用が有効に働らかずに、正常のイ
ンバータ制御状態とパルスオフ状態との間切換え動作が
頻繁に繰り返えされて負荷電流が激しく動揺する。この
ために゛駆動機の円滑な起動が妨げられ、起動不能とな
ったシ、あるいは起動に長時間を要して他の負荷に許容
できない悪影響をもたらす。

本発明の目的は、応答性良く過電流を制限するだけでな
く、電流動揺の少ない円滑な電流制限を可能にすること
にある。

この目的は、本発明によれば、特許請求の範囲に記載の
構成によって達成される。この構成によれば、過電流検
出信号の発生期間中負荷電流はインバータの可制御半導
体スイッチとダイオードとで形成される環流路を介して
流れるので、インバータの直流入力側には逆流しない。

がメる環流動作はいずれかの可制御半導体スイッチの制
御信号反転時に一旦解除されるが、過電流検出信号が持
続していればすぐに再び新たな環流動作に移行する。

以下、図面を参照しながら、本発明をさらに詳細に説明
する。

第１図ないし第３図は車両用補助電源装置に本発明によ
る過電流制限方式を適用した実施例を示し、第１図は主
回路部分の構成例を示し、第２図は制御装置部分の構成
例を示し、第３図は第２図に示す制御装置における要部
の詳細実施例を示す。

第１図に示されている車両用補助電源装置は、入力フィ
ルタ１．ＤＣ−ＤＣコンバータ装置２、中間フィルタ３
、インバータ４、出力フィルタ５からなる。インバータ
４はそれぞれ逆並列にダイオードを有する６つの可制御
半導体スイッチＵ。

ｖ、ｗ、ｘ、ｙ、ｚの３相ブリツジがらなシ、各可制御
半導体スイッチとしてはここではトランジスタが使用さ
れている。ＤＣ−ＤＣコンバーク装置２は入力フィルタ
１および中間フィルタ３と協動して、例えば架線から集
電器を介して受電される変動する直流高電圧を１、イン
バータ４の直流入力電圧として適した電圧値を持つ安定
化された中間回路電圧に変換する。ＤＣ−ＤＣコンバー
タ装置２もトランジスタで構成されているが、トランジ
スタの耐圧に限界があるため、入力側では互いに直列接
続され出方側では互いに並列接続されている複数個単位
コンバータから構成されている。

ここでは２個の単位コンバータから構成される装る場合
を示している。両単位コンバータはそれぞれトランジス
タＱ、もしくはＱ２、変圧器Ｔ、もしくはＴ２、ブロッ
キングダイオードＤ、もしくはＤ２からなる公知のリン
ギングチョークコンバータとして構成されている。入力
フィルタ１は平滑リアクトルＬ１と平滑コンデンサＣ１
，Ｃ，とからなる。入力フィルタ１の２分割されて互い
に直列接続関係にある２つの平滑コンデンサＣ，，Ｃ２
は、両者の共通接続点と単位コンバータ入力側共通接続
点とが結ばれていることによって、両単位コンバータ間
での入力電圧分担をバランスさせるだめの分圧コンデン
サとして役立つ。両単位コンバータのトランジスタＱ、
、Ｑ２は同じオン・オフ指令にしだがって制御される。

インバータ４に設けられている出力フィルタ５は図示さ
れていない負荷に供給される電圧を正弦化するのに役立
つ。この場合に出力フィルタ５の小形のためインバータ
４はパルス幅変調されることが好ましい。

インバータ直流入力電圧は電圧検出器２１によって検出
される。この電圧検出器２１によって検出された電圧実
際値信号Ｖｄは第２図に示す電圧調節器２２に入力され
る。電圧調節器２２はその電圧実際値信号■ｄを電圧設
定器２３からの電圧目標値信号■と比較し、その比較結
果得られる電圧制御偏差に応じて通流率指令信号を形成
して通流率制御回路２４に与える。通流率制御回路２４
はその通流率指令信号にしたがってＤＣ−ＤＣコンバー
タ装置２内の両トランジスタＱ、、Ｑ２　をオン・オフ
制御する。

さらに、インバータ４の出力側にはインバータ出力電流
検出器２５が設けられている。インバータ出力電流検出
器２５は詳しくは図示されていないが整流回路を備え交
流検出信号を直流信号に変換し、これを第２図に示す電
流調節器２６に電流実１１Ｍ値信号Ｉａとして与える。

電流調節器２６はこの電流実際値信号■８が電流制限値
設定器２７からの電流制限設定信号ｌ”を上回るとき電
圧調節器２２の出力制限回路に作用してコンバータの通
流率を下げる方向に作用する。これによって、インバー
タ出力電流は制限値内にとどめられる。

電圧実際値信号Ｖｄはインバータ出力周波数指令信号と
して電圧・周波数変換器４１に導かれ、ここでそれに比
例した周波数のパルスに変換されてからインバータ制御
回路４２に入力される。このインバータ制御回路４２が
発生する３つの制御信号ｕ、ｖ、ｗはインバータ４内の
一方の直流入力端子側のトランジスタＵ、Ｖ、Ｗの制御
信号として伝達されるとともに、それぞれ否定回路５３
１〜５３３　によって反転されることによって他方の直
流端子側のトランジスタＸ、Ｙ、Ｚの制御信号として伝
達される。この場合制御回路４２は、上述のように同じ
出力端子に属する２つのトランジスタＵとＸ、■とＹ、
ＷとＺをそれぞれ互いに反転関係にてオン・オフ制御す
るとともに、各直流入力端子側では２つのトランジスタ
にオン指令が与えられる状態と１つのトランジスタにの
みオフ指令が与えられる状態とが交互に生じるように個
々のトランジスタを制御する。か＼る制御回路４２の最
も単純な例は、３つの制御信号がそれぞれ１８０°のパ
ルス幅を有し、互いに１２０°の位相差を有するような
パルス分配回路である。しかしながら、出力フィルタ５
の小形化するために所定次数以下の低次高調波を除去す
べく所定のパルス幅変調を行なうよう制御回路を構成す
ることが好ましい。第６図は、１９次以下の高調波を含
まないようにしたパルス幅変調制御信号ｕ　、　Ｖ　、
　Ｗの波形例を示す。この場合にパルス幅（角度）の制
御機能は不要であシ、固定のパルス幅デー−ティでよい
。

前述の電流調節器２６による電流制限ループはインバー
タ出力電流■、が制限値エニを上回るときコンバータの
通流率を絞ってインバータ直流入力電圧を下げる。イン
バータ直流入力電圧の低下に応じてインバータ出力周波
数が下けられ、これによってインバータ出力電圧とイン
バータ出力周波数との比が一定に保たれる。したがって
冷房装置の誘導電動機が直入れ起動されるときに生じる
大きな突入゛電流の回避のために電流制限を働かせる場
合にも、電動機の１次側餉、圧とその周波数との比が一
定に保たれるので、はソ一定の駆動トルクを確保するこ
とができる。しかしながら、平滑コンデンサＣからなる
中間フィルタ３の存在のため、コンバータ通流率を絞っ
てもインバータ直流入力電圧は瞬時には低減されない。

第４図は電動機の起動中およびその前後のインバータ直
流人力′亀圧Ｖ４の時間に対する経過を示している。こ
のように電流調節器２６による電流制限ループは応答遅
れを有するためにインバータ直流入力電圧当が値■１ま
で低下するまでの期間Ｔ、においてはインバータに過大
な゛電流が流れる。

これを防止するために、本発明にしたがって、インバー
タの直流側に設けられた電流検出器２８の電流検出信号
■４比較器４４に導かれ設定器４５の設定信号工５と比
較され、検出値Ｉｄが設定値工５を上回るとき過電流検
出信号ａが発せられ、この過電流検出信号は制御回路４
２の出力側の反転段５３１〜５３３　の前に挿入された
ロジック回路４３に伝達される。このロジック回路４３
の具体例が第３図に示されている。

第３図において、ｕ、ｖ、ｗは第２図の制御回路４２か
ら導かれる３相の制御信号であり、これらは既に述べた
ように、例えば第６図に示す如きパルス幅変調信号であ
る。５０１〜５０２　はぞれぞれ変調信号ｕ、ｖ、ｗの
立上がりおよび立下がり時点で一定時間“１″信号を発
生する単安定回路である。各単安定回路５０１〜５０３
　はそれぞれ２つの単安定素子と１つの否定素子から構
成することができる。すなわち、一方の単安定素子には
直接に、他方の単安定素子には否定素子を介してそれぞ
れ入力信号が力えられ、両年安定素子の出力は論理和結
合されている。単安定回路５０１〜５０３の出力信号は
ＯＲゲート５０４を介して３つのＲＳフリップフロップ
５１１〜５１３　のセット入力端子Ｓに導かれる。変調
信号ｕ、Ｖ、ｗはそれぞれＥＸＯＲゲート５２１，５２
２，５２３　　の一方の入力端子にも導かれておシ、こ
れらのＥＸＯＲケートの他方の入力端子はそれぞれフリ
ップ７０ツブ５１１゜５１２．５１３　　の出力端子Ｑ
に接続されている。これらのＥＸＯＲゲート５２１〜５
２３　の出力側に設けられている否定回路５３１〜５３
３　は既に第２図において示したものである。

ＲＳフリップフロップ５１１〜５１３　のリセット入力
端子ＲはそれぞれＡＮＤゲート５６１〜５６３　の出力
端子に接続されている。ＡＮＤゲート５６１〜５６３の
一方の入力端子は第２図の比較器４４の出力端子に接続
されている。ＡＮＤゲート５６１〜５６３の他方の入力
端子はそれぞれＥＸＯＲゲート５４１〜５４３　の出力
端子にそれぞれ否定回路５５１〜５５３を介して接続さ
れている。ＥＸＯＲゲート５４１の２つの入力端子には
それぞれ変調信号ｕ、ｗが、ＥＸＯＲゲート５４２の２
つの入力端子にはそれぞれ変調信号ｗ、ｕが、ＥＸＯＲ
ゲート５４３の２つの入力端子には変調信号ｕ、ｖが導
かれる。

過電流検出信号が発生していないときには、すなわち第
２図の比較器４４の出力信号ａがＩＩ　ＯＩＴ倍信号あ
るときにはＡＮＤゲート５６１〜５６３　の出力信号は
′０＃の状態に保たれているため、フリップフロップ５
１１〜５１３　はリセットされないため、ＥＸＯＲゲー
ト５２１〜５２３　の一方の入力端子に接続されている
出力端子Ｑの信号は”　ｏ　”に保たれている。したが
って、ＥＸＯＲケート５２１〜５２３　の出力信号はそ
れぞれ変調信号ｕ、ｖ２ｗと一致する。したがってイン
バータ４の負側直流入力端子に属するトランジスタＵ　
、　Ｖ　、　Ｗのベース信号（！：してはそれぞれ変調
信号ｕ、ｖ、ｗがそのせ＼伝達され、インバータ４の正
側直流出力端子に属するトランジスタＸ、Ｙ、Ｚのベー
ス信号としてはそれぞれ変調信号ｕ、ｖ、ｗが否定回路
５３１〜５３３によって反転されてから伝達される。第
７図は第６図に示す期間Ａの部分についての変調信号ｕ
、ｖ、ｗを拡大して示すとともに、トランジスタＵ、Ｖ
、Ｗのベース信号並びに比較器４４の出力信号ａの経過
を示している。これからも信号ａが過電流検出状態を意
味する１″の状態にないときは、変調信号Ｕ〜Ｖがトラ
ンジスタＵ−Ｚのベース信号としてそのま＼伝達烙れて
いることがわかる。

変調信号ｕ、ｖ、ｗは、Ｕのみが”　１　”　［モード
Ｉ〕、Ｗのみが”０”〔モード■〕、■のみが゛１＃〔
モード用〕、Ｕのみが’Ｏ”［モードＩＶ）、Ｗのみが
１″〔モード■〕、Ｕのみが“０″〔モード■〕という
ように６つのモードを取り得る。

第７図では２個所で信号ａが過電流検出状態を示す”１
″信号に変化している。１番目の過電流検出信号が発せ
られる直前においては変調信号Ｕ。

ｖ、ｗは、Ｕのみが１″にあって、したがってモード■
の状態にある。このモード■ではインバータ４のトラン
ジスタは第５Ａ図に示すようにＵ。

Ｙ、Ｚにオン指令が与えられていて、図示矢印の向きに
電流が流れている。このモード■においては３つの否定
回路５５１〜５５３　のうち否定回路５５１の出力信号
のみＩＩ　Ｉ　ＩＩとなる。したがって、信号ａが゛じ
から１″へ変化するや否やＡＮＤゲート５６１によって
７リツプフロツプ５１１のリセットが行なわれ、出力端
子Ｑの信号が“０”がら１″へ反転する。これにともな
ってＥＸｏＲゲート５２１の出力信号が１″からＩＩ　
Ｏｎへ反転する。すなわち、第７図からも分るようにト
ランジスタＵは時ならぬにオフ指令を与えられる。その
代シにトランジスタＸにオン指令が与えられ、第５Ｂ図
に示すように負荷電流が直流入力回路を介することなく
環流する動作状態となる。これによって直流入力回路か
ら負荷へのエネルギ供給が断たれるので電流は設定レベ
ル■５カら上昇するのを阻止される。この設定レベル■
５は平均値的な電流制限のための設定レベル■二よりも
高いところに設定されていて、平均値的な電流制限が間
に合わずに電流が設定レベルリを越えて設定レベル■５
を上回るや否や瞬時的に電流上昇の阻止が行なわれる。

このような環流動作による電流上昇の阻止は次に変調信
号ｕ、ｖ、ｗのいずれかに変化が生じたとき壕で継続さ
れる。ここでは変調信号Ｗが′０″から”　１　”へ反
転したとき単安定回路５０３からＯＲゲート５０４を介
してフリップフロップ５１１のセット端子Ｓに入力され
る“１″信号によって、出力端子Ｑの信号が再び°゛０
″に戻シ、トランジスタＵ。

Ｘはこのときの変調信号Ｕの指令どおシに、Ｕがオン、
Ｘがオフにされる。したがって、今やトランジスタＵ　
、　’Ｗ　、　Ｚにオン指令が与えられて動作モード■
に移る。このとき既に過電流検出信号は消えているので
、環流モードへの移行は行なわれない。もし、過電流検
出信号がなおも持続していれば、このモード■ではフリ
ップフロップ５１２のリセットが行なわれて、トランジ
スタ■がオンへ、トランジスタＹがオフへ切シ換えられ
て、それによって今度はＵ、Ｖ、Ｗがオン状態で環流モ
ードとなる。過電流検出信号が比較的長く続く場合の動
作は、第７図の信号ａの２番目の“１”状態移行期間に
おける変調信号ｕ−ｗとベース信号Ｕ〜Ｚとの相違を参
照されたい。

結局、ＥＸＯＲゲート５４１〜５４３　および否定回路
５５１〜５５３　は、制御信号ｕ−ｗから、その都度い
ずれかの直流入力端子側で１つのみオン指令を与えられ
ているトランジスタ、すなわち直流人力′電流に等しい
電流を流しているトランジスタを判別する手段を構成し
ている。そしてＡＮＤゲート５６１〜５６３　、フリッ
プフロップ５１１〜５１３　およびＥＸＯＲゲート５２
１〜５２３　は、過電流検出信号が発せられたとき次に
制御信号のいずれかが変化するまでの間、前記手段によ
って判別されたトランジスタとこれと同じ交流出力端子
に属するトランジスタのだめのオン・オフ指令を正規の
制御信号に従う指令に対して反転した関係に保つ手段を
構成している。

本発明にしたがってか＼る手段をインパーク制御回路に
付属させて追加することによって、遠心的に負荷電流の
上昇を阻止してインバータの電流が過電流制限レベルを
上回らないようにすることができるとともに、−斉パル
スオフ方式に比べれば、インバータの直流入力側への逆
流による直流人力′電圧の上昇をもたらすことがないの
で、平均値的な電流制限ループを併用する場合にそれに
対する悪影響もなく、また電流動揺も生じない。したが
って、本発明は直入れ起動される交流電動機を負荷とし
て有するような車両用補助電源装置に使用されるインバ
ータの過電流制限に適用すると非常に効果的である。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明一実施例の主回路部を示す回路接続図、
第２図は本発明一実施例の制御装置部分と示すブロック
図、第３図は第２図における要部の詳細構成例を示すブ
ロック図、第４図は平均値的な過電流制限ループによっ
て行なわれるインバータ直流入力電圧の低下についてそ
の時間終過例を示すタイムチャート、第５Ａ図および第
５Ｂ図は本発明による過電流制限動作を説明するだめの
回路図、第６図は制御信号の例を示すタイムチャート、
第７図は第６図に示す期間Ａについて一犬□。 して制御信号とトランジスタベース信号との経過例を示
すタイムチャートである。 １・・・入力フィルタ、２・・・ＤＣ−ＤＣコンバータ
装置、３・・・中間フィルタ、４・・・インバータ、５
・・・出力フィルタ、２１・・・インバータ直流入力電
圧検出器、２２・・・電圧調節器、２３・・・電圧設定
器、２４・・・通流率制御回路、２５・・・インバータ
出力電流検出器、２６・・・電流調節器、２７・・・電
流制限値設定器、２８・・・インバータ入力電流検出器
、４１・・・電圧・周波数変換器、４２・・・制御回路
、４３・・・論理回路、４４・・・比較器、４５・・・
過電流制限レベル設定器、５０１〜５０３　・・・単安
定回路、５０４・・・ＯＲゲート、５１１〜５１３　・
・・ＲＳフリップフロップ、５２１〜５２３，５４１〜
５４３　・・・ＥＸＯＲゲート、５３１〜５３３，５５
１〜５５３　・・・否定回路、ｕ　−ｗ・・・制御信号
（変調信号）、Ｕ−Ｚ・・・ｌ・ランジスタ（又はその
ベース信号）。 才　３　図 オ　４　図

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. ｌ）それぞれ逆並列にダイオードを有する可制御半導体
   スイッチの３相ブリツジからなり、同じ交流出力端子に
   属する２つの可制御半導体スイッチのいずれか一方にオ
   フ指令が与えられるとき他方にはオン指令が与えられ、
   かつ各直流入力端子側では２つの可制御半導体スイッチ
   にオン指令が与えられる状態と１つの可制御半導体スイ
   ッチのみにオン指令が与えられる状態とが交互に生じる
   ように可制御半導体スイッチにオンφオフ指令を与える
   制御信号を発生する制御回路を備えたインノく一タにお
   いて、可制御半導体スイッチのだめの制御信号からその
   都度いずれかの直流入力端子側で１つのみオン指令を与
   えられている可制御半導体スイッチを判別する第１手段
   と、インノく一夕の電流が所定の過電流検出レベルを上
   回ったときに次にいずれかの可制御半導体スイッチの制
   御信号が変化するまでの間、前記第１手段によって判別
   された可制御半導体スイッチとこれと同じ交流出力端子
   に属する可制御半導体スイッチとを、正規の制御信号を
   反転させた信号にて制御する第２手段とを設けたことを
   特徴とするインバータのへ電流制限方式。