JPH0199480A - Ｐｗｍコンバータの制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は電力変換器の制御装置に係り、特に鉄道車両用
に好適な電力変換器の制御装置に関する。

〔従来の技術〕

従来の交流鉄道車両用ＰＷＭコンバータの制御装置は、
昭和６２年電気学会全国大会講演論文集［９］　　（１
９ｇ　７年）第１０９９頁から１１００頁に記載のよう
に、電圧調節器、電流調節器２位相調節器などから構成
されていた。電圧調節器は、直流電圧の目標値と帰還値
を比較演算し、交流電流の目標値を出力する。そして、
この目標値に対して電流調節器が交流電流を帰還制御す
る。一方、位相調節器は交流電圧と電流の位相差、すな
わち力率角を制御する。通常は位相差が零度（力率１）
になるようにしている。

この文献では明らかではないが、保護機能の一つとして
、交流電流が所定の過電流設定値に達した場合、ＰＷＭ
コンバータを構成するスイッチング素子をターンオフす
ると同時に、電源側の遮断器を開くなどの保護動作を行
っている。

〔発明が解決しようとする問題点〕

上記従来技術は、過電流検出器が動作した場合、運転手
のリセット操作が行われるまでＰＷＭコンバータの運転
が停止するばかりでなく、変圧器が直流偏磁を起こした
ことに起因して起動時に過電流に至る場合には、ＰＷＭ
コンバータの起動が不可能になるという問題があった。

交流鉄道車両の変圧器の直流偏磁は、自軍あるいは他車
の電源投入時に流れる突入電流等によって引き起こされ
ることが知られている。

第３図に示すＰＷＭコンバータの主回路においては、交
流リアクトル２は、機器の小形軽量化のため、変換器の
漏れインピーダンスを利用することが多い。直流偏磁が
起きた場合、電源電圧が正から負、あるいは負から正に
、極性が変化する付近で変圧器の鉄心が飽和する。その
ため、交流リアクトル２のインダクタンスは空心リアク
トル相当の値まで小さくなる。

交流リアクトル２のインダクタンスが小さくなった場合
、交流電流の変化率が増大するため、リプルが大きくな
り過電流に至ることもある。このときの各部の電圧、電
流の概略波形を第４図に示す。

本発明の目的は、変圧器が直流偏磁を起こした場合でも
、過電流に至ることなくＰＷＭコンバータの運転を継続
できるようにすることにある。

〔問題点を解決するための手段〕

上詰目的は、交流電流の過電流検出レベルの他に、それ
より小さいもう一つの電流検出レベルを設け、このレベ
ルに達した場合はＰＷＭコンバータを構成するスイッチ
ング素子をターンオフすることにより達成される。

〔作用〕

ＰＷＭコンバータを構成するスイッチング素子をターン
オフすれば、ＰＷＭコンバータは単なる全波整流ブリッ
ジと等価になり、交流リアクトル２に蓄えられたエネル
ギは直流コンデンサ４を充電する。このとき、直流電圧
が変圧器１の２次電圧以上であれば、交流電流は減衰す
るので過電流に至ることがない。なお、直流電流は、Ｐ
ＷＭコンバータの運転時は、２次電圧の２倍程度に昇圧
しており、また、起動時においても、直流電圧はスイッ
チング素子の動作を待たずに整流素子を通して２次電圧
のピーク値まで充電される。

〔実施例〕

本発明の一実施例を第１図に示す６ 主回路構成は、ＰＷＭコンバータ３の交流側に交流リア
クトル２を介して変圧器１が接続される。

また、直流側には、直流コンデンサ４と負荷５が並列に
接続される。変圧器１の１次側には、遮断器１７が接続
される。ＰＷＭコンバータはスイッチング素子３１〜３
４および整流素子３５〜３８より構成される。

制御装置は、主な機能として、直流電圧制御機能と位相
制御機能をもつ。

電圧制御機能は、偏差を得るための加算器６、電圧調節
器７、そして、交流電流を制御するための加算器１５お
よび電流調節器１６から構成される。

位相制御機能は、変圧器１の２次組圧ｅｓと交流電流ｉ
ｓから、それらの位相差を検出する位相検出器１０、位
相の偏差を得るための加算器１１、および位相調節器１
２から構成される。

その他、座標変換器１３．パルス幅変調器１４から成る
。

直流電圧の目標値Ｅｄ・と帰還値Ｅｄの偏差は、加算器
６から電圧調節器７に与えられる。電圧調節器７ではこ
の偏差を演算し、交流電流の目標値ＩｓＩを出力する。

電圧調節器７は、交流側から得る電力を調節することに
よって、直流電圧を制御する。

電流調節器は、加算器１５および電流調節器１６が交流
電流を制御する。電流調節器１６は、コンバータ入力電
圧ｅａの虚数成分Ｉｍ［Ｅｃｌをｒ力する。

位相調節器１２は、位相目標値φ中と位相検出器１０で
検出した帰還値φの偏差を加算器１１から与えられ、こ
れを演算してコンバータ入力電圧ｅｃの実数成分Ｒｅ［
Ｅｃｌを出力する。

電流調節器１６および位相調節器１２から、直流座標で
与えられたコンバータ入力電圧ｅａは、座標変換器１３
により、極座標に変換され、更にパルス幅変調器１４で
変調されてコンバータ３を運転する。

交流電流は、過電流検出器１８に六方され、過電流設定
レベル以上の電流を検出すると、ゲートオフ信号をパル
ス幅変調器１４に、また、遮断器開指令を遮断器１７に
出力する。

交流電流は、また、電流リミッタ１９に六方される。電
流リミッタ１９の電流検出設定レベルは、過電流検出器
１８よりも低く設定される。従って、電流が過大になり
つつある場合、電流リミッタ１９が先に動作する。電流
リミッタ１９がらゲートオフ信号が出力されると、フリ
ップフロップ２０がゲートオフ信号を保持する。但し、
ＰＷＭコンバータの運転を続行するために遮断器１７の
開指令は出力しない。フリップフロップ２ｏの出力は、
パルス幅変調器１４からのタイミング信号により、リセ
ットされる。このタイミング信号は、パルス幅制御の一
周期毎に出力されており、電流リミッタ１９によりゲー
トオフした次のパルス幅制御の周期からＰ　Ｗ　Ｍ　、
：！ンバータの運転を再開できる。

なお、スイッチング素子の短絡故障などにより、ゲート
オフ信号を出力したにも関わらず電流が増加しつづけた
場合には、従来の過電流検出器１８により、遮断器１７
が開かれるので、安全性を損なうことはない。

変圧器１が直流偏磁した場合の動作波形を第２図に示す
。ｅｐは主変圧器１の１次電圧、ｉｐは１次電流、ｉｓ
は２次電流、ｅｃはＰＷＭコンバータ入力電圧である。

また、Ｒはフリッププロップ２０のリセット信号、Ｇｏ
ｆｆはフリッププロップ２０の出力である。

いま、直流偏磁によって１次電圧ｅｐが負の半周期から
正の半周期に変わるときに鉄心が飽和したとする。この
とき、１次電圧ｅｐに対応した磁束密度を得るために、
１次電圧ｉｐには大きな励磁電流が流れる。鉄心が飽和
すると変圧器１の漏れインダクタンスが小さくなり、２
次電流ｉｓの変化率が増大する６そして、電流リミッタ
１９の設定値１１に達するとゲートオフ信号Ｇｏｆｆが
出力され、スイッチング素子３１〜３４をターンオフす
る。その結果、交流リアクトル２に流れて　７いた電流
は整流素子３５および３８を通り、直流コンデンサ４を
充電する方向に流れる。そのため、電流は急速に減衰し
、過電流に至ることがない。

フリップフロップ２０に保持されたゲートオフ信号Ｇｏ
ｆｆは、パルス幅変調器１４からのタイミング信号によ
りリセットされる。このリセット信号は、パルス幅制御
の周期に同期して出力されるため、次回のパルスからは
正常な運転を再開できる。

第５図には変圧器１の１次電圧ｅｐが急上昇した場合の
各部の波形を示す。交流リアクトルの両端の電圧が急上
昇するため、交流電流ｉｓの変化率が大きくなり、変圧
器の直流偏磁の際と同様に過電流に至ることなく制御で
きる。

【発明の効果〕

本発明によれば、変圧器の直流偏磁や、変圧器１次電圧
の急上昇などにより、電流の変化率が大となったばあい
でも、過電流に至ることなく　ＰＷＭコンバータの運転
を継続することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例である鉄道車両用ＰＷＭコン
バータとその制御装置を表す図、第２図は変圧器が直流
偏磁を起した場合の各部の波形（本発明を適用）図、第
３図は従来方式の構成図、第４図は変圧器が直流偏磁を
起した場合の各部の波形（従来方式）図、第５図は変圧
器１次電圧が急上昇した場合の各部の波形（本発明）図
である。 １４・・・パルス幅変調器、１８・・・過電流検出器、
１９・・・電流リミッタ、２０・・・フリップフロップ
。 第２図 ；

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、交流電力から直流電力への変換、およびその逆変換
   が可能なパルス幅変調電力変換器（ＰＷＭコンバータ）
   の、交流電流の過電流検出および、それによる保護機能
   を有する制御装置において、過電流検出レベルのほかに
   、過電流検出レベルより小さい別の電流検出レベルをも
   ち、交流電流がその値に達した場合は、ＰＷＭコンバー
   タを構成するスイッチング素子をターンオフすることを
   特徴とするＰＷＭコンバータの制御装置。 ２、第１項に記載の、スイッチング素子をターンオフし
   た状態は、ＰＷＭ制御のターンオフした周期の間のみ保
   持することを特徴とするＰＷＭコンバータの制御装置。