JPS598090B2 - 受信デ−タ信号処理装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 発明の背景 本発明は伝送されたデータ信号に対する帯域制限された
チヤネルの歪効果を補償する自動等化器に関する。

自動等化器は未知の伝送特性を有する帯域制限されたチ
ャネルを通して伝送された高速度データ信号を正確に受
信するために必要である。

等化器は一般に、至昧するデータ信号の相続くサンプル
を夫々のタツプ係数と乗算するトランスバーサル・フイ
ルタの形態を有している。その結果得られるｌ積はすべ
て加算されて“゜等化された”信号が形成され、該信号
は次に伝送されたデータを復元するために復調および／
または量子化とされる。更に、等化器信号と伝送された
データ・シンボルを表わす基準信号の差に等しい誤差信
号が形成される。多くの等化器始動装置がそうであるよ
うに、伝送されたシンボルの値は受信器側で前以つて知
られている場合もあるし、あるいは所謂適応型自動等化
器のように、（等化された信号の値を基として）受信器
が判定したデータ・シンボルから基準信号２を抽出して
もよい。いずれの場合でも、誤差信号はタツプ係数の値
を更新して、チヤネルによつて導入される歪（主として
符号間干渉）の度合を最小化するのに使用される。最も
広く使用されている誤差に基づく係数更新アルゴリズム
は所謂平均ワ謖アルゴリズムであり、これは誤差信号の
二乗の平均値を最小とするようタツプ係数を調整する。
ほとんどの市販のデータ受信器（例えばデータ・モデム
）は同期式、即ちボ一等化器を有しており、Ｊ該等化器
において受信されたデータ信号はシンボノら束度に等し
い速度でサンプルされる。

しかし、受信された信号がより高い速度でサンプルされ
る所謂分数間隔等化器を使用することも可能である。こ
の場合データの判定、即ち等化されたサンブルの量子化
はやはりシンボル速度で行なわれる。しかし等化がより
細（・サンプリング間隔を用いて実行されているため分
数間隔等化器は通常の等化器に比べてずつと有利である
。その利点の内最も注目すべきことはサンプリング位相
誤差を含むチャネルの遅延歪に対し強い点にある。しか
し、分数間隔等化器には固有な少くとも１つの大きな問
題点がある。

即ち同期式等化器においては、１組のタツプ係数が明ら
かに最適な特性、つまり最小の平均二乗誤差を与える。
それに対し分数間隔等化器では係数値の多数の組がほぼ
同じ平均二乗誤差を与える。その結果、信号値のまるめ
と関連するバイアスの如き係数更新処理を行うハードウ
エアにおける小さなバイアスの存在により、平均二乗誤
差はその最小値またはその近傍に留まるにも拘らず、少
くとも幾つかの係数の値は非常に大きなレベルにドリフ
トする。そのため通常の等化動作期間中に計算される他
の信号または係数を記憶するのに使用されるレジスタは
オーバフローし、システムの応答が大幅に劣化し、また
は完全に崩壊してしまうことがある。Ｇ．Ｕｎｇｅｒｂ
Ｏｅｃｋｌ「分数タツプ間隔等化器およびデータ・モデ
ムのクロツク復元結果］、ＩＥＥＥＴｒａｎｓ．ＯｎＣ
ＯｍｍｕｎｉｃａｔｉＯｎｓｌ第ＣＯＭ−２４巻、第８
号、１９７６年８月、第８５６〜８６４頁に示されてい
る従米技術においては、係数値の発散問題は従来の更新
アルゴリズムに２つの補助項の内の一方を導入すること
により制御し得ることが示されている。

例えば補助項は更新されている係数の現在の値の予め定
められた分数部分であつてよい。これは所謂タツプの漏
洩法である。あるいはスペクトルを強制的にＯにする方
法も提案されている。この場合補助項はすべての係数の
現在の値に交互に正負の符号を付して加算したものの予
め定められた分数部分である。係数の発散を制御するこ
れらの手法を示した後、ＵｎｇｅｒｂＯｅｃｋの論文は
更に分数間隔等化器の計算機シミユレーシヨンによると
、少くとも計算に十分な精度を使用した場合、発散は実
際生じなかつたと述べている。

本発明の概要 我々は分数間隔等化器におけるタツプ係数の発散の問題
はこれまで認識されているよりもずつと深刻な問題であ
ることを見出した。

従来報告されている計算機を用いた研究は典型例ではほ
んの数秒の等化器の動作をシミユレートしているにすぎ
ない。しかし、実際には発散の原因となるバイアスの性
質に依存して、前述のレジスタがオーバフローするのに
４５分もかかる場合があることが分つた。更に、係数発
散に対処するため従来提供されている手法は係数発散に
対しては有効であつても他の観点からは必ずしも満足す
べきものではないことが分つた。

例えば任意のトランスバーサル・フイルタ型の自動等化
器においては出来るだけ多数の係数の値がＯまたはＯに
近いことが望ましい。これは係数更新と関連する数値計
算がより小さな数を巧みに操作し、記憶することを要求
しているからである。そしてそれによつて計算用ハード
ウエアの複雑さと費用が最小となる。更に出来るだけ多
数の係数値をＯまたはＯに近い値に保持することが望ま
しい理由として、システムが位相の急変または他の伝送
妨害に耐え、かつ回復し易いということがある。係数値
に上限を与える従来技術による係数発散への対処法では
多数の係数がＯでないまたは０に近くない値をとること
ができる。そのためシステムの性能が劣化しやすい。本
発明は分数間隔等化器の係数の発散を防ぐのみならず、
その値も最小とする技法を提供するものである。

従来技術におけると同様、タップ備洩項が係数更新アル
ゴリズム中に導入されている。しかし本発明はタツプ漏
洩項の大きさがどの係数の値とも無関係であるという点
で従来技術と異なつている。例えば図示の実施例におい
て、タツプ漏洩項は一定の大きさを有しており、その符
号はそのとき更新されている係数の大きさをＯに近づけ
る方向に駆動するように定められる。本発明が有効であ
るのは１決して断念しない゛方法を用いていることによ
る。

即ち係数がいかに小となろうと、タツプ漏洩項の値がす
べて更新計算に入つて来るようになつている。この方法
は係数発散問題の原因であることを我々がつきとめた算
術演算のバイアスに対処するために有効である。それに
対し係数の大きさの関数である補正項を提供する従来技
術の方法は徴候、即ち大きな係数値に対してのみ対処し
ている。このような方法の問題点は、従来技術で使用さ
れているタツプ漏洩項、即ちスペクトルを強制的ＫＯと
する項が極めて小となり、等化器を実現するデイジタル
回路に固有のまるめにより、更新アルゴリズムの誤差に
よつて方向づけられる値の変化が生じなくなることにあ
る。これによりＯまたはＯに近い係数が徐々に増大する
可能性が生じる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の漏洩技法を実現した分数間隔等化器／
復調器を示す図、第２図は第１図の等化器／復調器で使
用される等化器ユニツトを示す図、）第３図は第２図の
等化器ユニツトの詳細を示す図である。 詳細な説明 本発明をここでは直交振幅変調（ＱＡＭ）デイジタル・
データ伝送方式の場合について説明する。 幅Ｔ＝１／２４００秒の各シンボル期間中に４つの並列
情報ビツトが伝送される。従つてシンボル速度は２４０
０ボ一であり、２進データ伝送速度は９６００ビツト／
秒である。各シンボル期間中、伝送すべき４ビツトは各
々４つの値｛＋１、−１、＋３、−３｝の内の１つをと
る２つのデータ信号に符号化される。これら２つのデー
タ信号はベースバンド沢波の後、直交関係、即ち互いに
９０ー位相のずれた１８００Ｈｚの搬送波を夫々振幅変
調する。これら変調された信号は加算され、帯域制限さ
れたデータ・チヤネル（例えば音声帯域電話チヤネル）
を通して伝送される。第１図は土述の型のＱＡＭ信号に
対する受信器に使用される分数間隔等化器／復調器の簡
単化されたプロツク図である。 分数間隔等化器で使用されるタツブ係数は本発明のタツ
プ漏洩技法によつて更新される。更に詳細に述べると、
線路１０上の受信されたＱＡＭ帯域通過型信号（これは
帯域フイルタ（図示せず）を通過している）は位相スブ
リツタ１１に加えられる。 位相スプリツタは一方が他方より９００遅れている受信
されたアナログ信号の２つの複製信号を発生する。ビル
ベルト変換対であるこれら２つの信号はＡ／Ｄ変換器１
２に加えられる。一般に分数間隔等化器によつて提供さ
れる上述の利点はサンプル速度が少くとも（１＋α）／
Ｔである場合に実現される。 ここでＦｃＯは少くとも予め定められたエネルギーを有
する搬送波周波のまわりの最高スペクトル成分（即ち変
調（基底帯域）信号中の最大成分であり、α一（２Ｔｆ
ｃ０１）である。パラメータｄは分数過剰帯域幅と呼ば
れる。図示のＡ／Ｄ変換器１２は２／Ｔ＝４８００回／
秒、即ちシンボル速度の２倍で動作して第ｊ番目のシン
ボル期間中に２つの帯域通過型、即ち変調された信号サ
ンプルＲｊおよびＲｊ′を発生する。（ＲｊおよびＲｊ
′を発生させる他の方法としてまず受信信号をその最高
周波数成分の２倍より速い速度でサンプルしてデイジタ
ル化し、次いで、得られた信号をデイジタル位相スプリ
ツタに通す方法がある。ＱＡＭ信号は各々実数成分およ
び虚数成分を有する複素数として表現・処理すると便利
である。 Ａ／Ｄ変換器１２により形成されたサンプルの実数およ
び虚数成分は、夫々の出力導線１４および１５上の別個
の１０ビツトのデイジタル信号、即ちワードとして直列
形態で提供される。（第１図中の他の信号導線の各々は
同様にその信号を直列形態で伝送する。）サンプルＲｊ
の実数および虚数成分はＲｊおよび３で夫々表わし、サ
ンブルＲ′ｊのそれは夫々９ｊ′および５′で表わす。
Ｔ／２秒隔つたサンプルＲｊおよびＲｊ′は２つの同期
式等化器ユニツト２５および２６を使用して等化される
。 これらユニツトの各々はサンプルの間の間隔がＴ秒であ
る複素サンプル流に対して作用するように作られている
。２投スイツチ１６は成分Ｒｊおよび５を敦器ユニツト
２５に、成分Ｒｊ′および９ｊ′を等化器ユニツト２６
に加える。 各々Ｔ秒間の隔つたサンプルより成る別個のデータ流が
このようにして各々の等化器ユニツトに加えられる。遅
延ユニツト２３がスイツチ１６と等化器ユニツト２５の
間に設けられており、それによつてＲｊおよび５はＲｊ
′およびち′が等化器ユニツト２６に加えられるのと同
じ時刻に等化器ユニツト２５に加えられる。これにより
等化器ユニツト２５および２６を同じクロツクおよびタ
イミング信号によつて制御することが可能となる。等化
器ユニツト２５（これについてぱ以下で詳細に述べる）
の出力信号Ｑｊは、導線４３および４４上に１０ビツト
のワードとして現われる実数および虚数成分Ｑｊおよび
３より成る。同様に等化器ユニツト２６の出力信号Ｑｊ
′は導線４５および４６上に現われる実数および虚数成
分Ｑｊ′およびθ′より成る。成分ＱｊおよびＱｊ′は
加算器３４で加算され、成分ＱｊおよびＤｊ′は加算器
３５で加算される。加算器３４および３５の出力は特定
の伝送されたシンボルと関連する変調された等化信号Ｚ
ｊの実数および虚数成分Ｚｊおよび勺より成る。（信号
ＺｊはＴ／２秒間隔のタツプを有する単一の等化器ユニ
ツトを用いて発生させることも出来る。）信号Ｚｊは復
調器２７によつてベースバンドに復調される。 復調器２７の復調出力は導線３８および３９上の１０ビ
ツト・ワードとして夫々提供される実数成分Ａｊおよび
虚数成分Ｂｊを有する等化された信号Ａｊである。復調
器２７によつて実行される復調操作は復素表示を用いる
とと表現される。 ここでｊ−Ｊ：了であり、θｊ＊は現在の搬送波の位相
の推定値である。実数および虚数成分で表わすと、復調
操作は次式で表現される。上述の表現式に従つてＡｊお
よびＢｊを発生させるため、復調器２７は搬送波源５１
の出力導線５２および５３上のＳｉｎ（θ戸）およびＣ
Ｏｓ（θｊ＊）の９ビツトのデイジタル表現を受信する
。 成分ＡｊおよびＢｊはＩ（同相）判定回路４１およびＱ
（直交位相）判定回路４２で夫々量子化される。 そｑ結果導線５６および５７上に得られる出力は、等化
された信号Ｚｊを関連するデータ・シンボルの値に関す
る判定値Ａｊ＊およびＢｊ＊である。判定値Ａｊ＊およ
びＢｊ＊は複素判定値Ａｊ８の実数成分および虚数成分
と考えることが出来る。判定回路４１および４２はまた
対象とするデータ・シンボルと関連した複素ベースバン
ド誤差信号Δｊの実数成分δｊおよび虚数成分？ｊを導
線６１および６２上に提供する。 信号Δｊの値は等化された信号Ａｊの値と伝送されたシ
ンボルの値の差に等しい。（係数の初期設定値を決定す
るために）予め定められたデータ流が伝送される等化器
の始動期間中に伝送されるシンボルの値は前以つて知ら
れている。その後、等化器／復調器は適応動作し、伝送
されたシンボルの値は判定値Ａｊ（正しいものと仮定し
て）が採用される。後者のモードにおける動作を仮定す
ると、ベースバンド誤差信号Δｊは（Ａｊ−Ａｊ＊）に
等しい。 詳細に述べるとδｊ＝（Ａｊ−Ａｊ＊）および含ｊ＝（
Ｂｊ−Ｂｊ＊）であり、δｊおよび嘗ｊは夫々１２ビツ
ト・ワードとして表現されている。誤差信号Δｊは誤差
再変調器３７で再変調され、次式で与えられる再変調さ
れた、即ち帯域通過型の誤差信号を発生させる。 Ｅｊ．ｅｊおよび合ｊの実数成分および虚数成分は次式
に従つて再変調器３７で発生される。 ここで再変調器３７は復調器２７と同様搬送波源５１か
らＳｉｎ（θｊ＊）およびＣＯｓ（θｊ＊）は受信する
。成分Ｅｊおよび沓ｊぱ以下で述べるように係数を更新
するため導線５８により時分割で等化器ユニツト２５お
よび２６に加えられる。（誤差信号Ｅｊを発生させる他
の方法として複数判定値Ａｊ＊を再変調し、それを変調
された等化信号Ｚｊから減算する方法が考えられる。い
ずれの場合でも、Ｅｊの値は同一であり、等化された信
号Ａｊの量子化前の値と量子化後の値の差を搬送波周波
数で変調したものに等しい。）第２図は等化器ユニツト
２５の簡単化されたプロック図である。 等化器ユニツト２６の構造は等化器ユニツト２５の構造
と同一であり、従つて詳細に述べる必要はない。第２図
に示すようにサンプルＲｊ５のＲｊ成分は導線１９によ
り等化器ユニツト２５に受信され、Ｒｊ記憶装置１１３
に記憶されている。 導線２０により受信されたやｊ成分は５記憶装置１１４
Ｊに記憶される。記憶装置１１３および１１４は夫夫フ
アースト・イン／フアースト・アウト・（ＦＩＦＯ）型
の再循環型メモリを含んでおり、その各々のメモリ・ロ
ケーシヨンはトランスバーサル等化器タツプ位置を表わ
している。各記憶装置は（２Ｎ＋１）の記憶ロケーシヨ
ン（Ｎは整数）を有しており、第ｊ番目受信器シンボル
期間中、記憶装−１１３および１１４は第ｊ番目期間と
関連する（２Ｎ＋１）のサンブルＲｊ−Ｒｊ−２Ｎの成
分を保持している。複素係数Ｃｉ（ｊ）は第ｉ番目等化
器タツプ位置（１＝０、１、．．．．．．、２Ｎ）と関
連しており、第ｊ番目受信器シンボル期間と関連する特
定の値を有している。（本実施例では以下で述べるよう
にこの値は受信器シンボル期間中に部分的に更新される
。）Ｃｉ（ｊ）の実数および虚数成分Ｃｉ（ｊ）および
Ｃｉ（ｊ）は各々２４ビット・ワードで表わされている
。Ｃｉ（ｊ）′は最初Ｃｉ係数記憶装置１１９中に保持
されている。令１（ｊ）″は最初Ｃｉ係数記憶装置１２
０中に保持されている。記憶装置１１９および１２０は
またＦＩＦＯメモリを含んでいる。第ｊ番目受信器シン
ボル期間中、等化器ユニツト２５は次式に従つて信号Ｑ
ｊを発生する。 これを実数および虚数成分で表わすと次のようになる。
実数成分Ｑｊが最初に発生する。 詳細に述べると、（２Ｎ＋１）個のＲｊ−１成分が記憶
装置１１３から逐次読み出されて乗算器１２３の１つの
入力に加えられる。各Ｒｊ−１成分のビツトが１つの乗
算器入力に直列に加えられると、相応する係数成分Ｃｉ
（ｊ）のビツトは記憶装置１１９から直列に読み出され
、他方の乗算器入力に加えられる。それと同時に（２Ｎ
＋１）個の乞−１成分の各々は記憶装置１１４から読み
出され、乗算器１２４において記憶装置１２０から読み
出された相応する係数成分臂（ｊ）と乗算される。乗算
器１２３および１２４で形成された各々の積は以後「タ
ツプ積」と呼ぶ。各々のＣｉ（ｊ）およびへ（ｊ）係数
成分を表わす２４ビツト・ワードの上位１２ビツトのみ
がタツプ積を生成するのに使用され、残りの１２ビツト
は更新操作をスムージングするために使用される。 導線１３８および１３９上に夫々現われるタツプ積Ｃｉ
（ｊ）Ｒｊ−１および角（ｊ）ｊ−１は帯域通過アキユ
ミユレータ１２７で加算される。 （このとき帯域通過型アキユミユレータ１２８は不活性
状態にある。）上述した信号成分Ｑｊを生成するのに使
用された係数成分Ｃｉ（ｊ）および角（ｊ）の同じ値が
また信号成分ｊを生成するのに使用することも出来る。
そして次に係数成分の値を次のシンボル期間に対処する
ため更新してもよい。しかし本発明ｄ図示の実施例では
、Ｑｊを形成するのに使用された係数の値はｊが形成さ
れる前に部分的に更新され、更新操作の残りの部分はそ
の後に実行される。これにより各シンボル期間中に必要
とされる信号処理時間の総量が減少する。係数更新過程
の詳細な説明は以下で行う。 しかし第２図に関しては、各Ｃｉ（ｊ）成分が記憶装置
１１９から読み出されてタツプ積を生成するために乗算
器１２３に加えられると共に、各ｃ１（ｊ）成分はまた
係数更新ユニツト１２２中に読み込まれて、そこで部分
的に更新されるということが分れば十分である。 部分的に更新されたＣｉ（ｊ）は更新ユニツト１２２か
ら導線１１８を介して記憶装置１２０に加えられる。同
様に各名（ｊ）成分は記憶装置１２０から乗算器１２４
中に読み込まれるだけでなく、係数更新ユニツト１２１
中にも読み込まれる。 このようにして成分Ｑｊがアキユミユレータ１２７中で
生成され記憶された後、部分的に更新されたＣ，（ｊ）
および臼（ｊ）係数成分は記憶装置１２０および１１９
中に夫々留まる。成分司は成分Ｑｊが生成されたほとん
ど同じ９仕方で生成される。 タツプ積司（ｊ）Ｒｊ−１およびＣｉ（ｊ）３−１は夫
々導線１３８および１３９上に発生され、帯域通過型ア
キユミユレータ１２８において組合わされる。（このと
きアキユミユレータ１２７は不活性である。）Ｃｉ（ｊ
）５およびｑ（ｊ）は更新ユニツ口２１および１２２を
通過し、そこで第２段階の係数更新操作が実行される。
このようにして完全に更新されたＣｉ（ｊ）は記憶装置
１１９に戻される。完全に更新されたｑ（ｊ）は同様に
記憶装置１２０に９戻される。さて係数Ｃｉ（ｊ）の更
新について詳細に述べる。 通常の如く適応等化器の係数は更新項、即ち補正項を加
法的に組合わせること（即ち加算または減算）により更
新される。この操作は一般に次５のように記述される。
ここでｄは予め定められた正の分数から成る定数であり
、Ｆ（ｊ）は補正項である。 （更に―般にはｄはｊの関数であつてもよい。）本発明
によれば、「タツプ漏洩」項が従来の係数更新式に導入
され、該項はまた更新される係数と加法的に組合わされ
る。 従来技術によるタツプ漏洩装置とは異なり、本発明のタ
ツプ漏洩項は係数の値とは独立な大きさを有している。
更に詳細に述べると本発明の図示の実施例でｉｌ叡タツ
プ漏洩項は、μを予め定められた正の定数として、一定
の大きさｄμを有している。特定の係数を更新するため
のタツプ漏洩項の符号は係数の大きさを５０方向に駆動
するような符号を有している。即ち負の係数に対しては
正、正の係数に対しては負である。従来の係数更新法則
はこのようにして本発明に従い次のように修正される。
ここで関数Ｓｇｎ〔〕の値はその変数の符号に応じて＋
１または−１をとる。 μの値は実験的に決定される。 係数の値を許容レベルに保持するためには十分に大とす
る必要がある。しかし、等化器の特性を大幅に劣化させ
るほど大であつてはならない。、シンボル期間中に形成
された誤差信号Ｅｊ−１が代りに使用され、Ｅｊ−１Ｒ
ｊ−１−１によつて与えられるＦ（ｊ）が形成される。 完全な平均二乗誤差／タツプ漏洩更新法則は従つて次式
で与えられる。になる。 従つて 式で与えられる。 Ｃｉ（ｊ）にαｊ−１η−１−１を加算する。 係数Ｃｉ（ｊ）のＣｉ（ｊ）および８′ｉ（ｊ）成分は
このようにして式（３）および（４）に従つて完全に更
新される。次に第３図を参照すると、Ｒｊ記憶装置、Ｃ
ｊ係数記憶装置１１９および係数更新ユニツト１２２の
詳細が示されている。 記憶装置１１４（第２図）と類似の記憶装置１１３はデ
ータ・セレクタ１０１、入力および出力保持レジスタ１
０３および１０６、およびＦＩＦＯメモリ１０４を含ん
でいる。記憶装置１２０ど類似の記憶装置１１９は入力
および出力保持レジスタ１５１および１５６およびＦＩ
ＦＯメモリ１５３を含んでいる。更新ユニツト１２２は
更新ユニツト１２１中の類似の回路と共に通常の平均二
乗誤差更新を行うＭＳＥ回路１７０を含んでいる。更新
ユニツト１２２は更に本発明のタツプ漏洩項を発生する
タツプ漏洩回路１８０を含んでいる。以下で係数成分更
新を行う第３図の回路の動作について述べる。説明の便
宜上、現在の受信器シンボル期間中の係数乗算および更
新は短期間の間進行中であり、従つてシンボル期間の開
始時点において記憶装置１１９中に存在するＣｉ（ｊ）
の幾つかのものは既に乗算器１２３でサンプル成分が乗
じられており、更新ユニツト１２２において部分的に更
新されているものと仮定する。この時点でロード・パル
スが導線１５８に加えられる。（導線１５８は受信器の
タイミングおよびクロツク回路１９０から延びて来てい
る。）このロード・パルスはメモリ１５３の待行列中に
ある次のＣｉ（ｊ）を並列形態でレジスタ１５６中にロ
ードする。ロード・パルスはまた更新ユニツト１２１で
最も最近に更新され、現在レジスタ１５１中に記憶され
ているＣｉ（ｊ）をメモリ１５３内の待行列の最後に加
える。次に２４のシフト・パルス系列が回路１９０から
導線１５９に提供される。 これらパルスはレジスタ１５６中に保持された係数成分
Ｃｉ（ｊ）のビツトを導線１１２を介して更新ユニツト
１２２にシフト・アウトする。このときサンプル成分Ｒ
ｊ−１−１は記憶装置１１３の出力保持レジスタ１０６
中に存在する。導線１５９上の上述のシフト・パルスは
、導線１１２の係数成分Ｃｉ（ｊ）のビツトと同期して
導線１１５を介して前記サンプル成分のビツトをＭＳＥ
更新回路１７０にシフトして加える。（このとき乗算器
１２３は不活性であり、導線１１２および１１５上の信
号は無視される。）現在再変調器３７（第１図）中に存
在する再変調された誤差成分Ｅｊ−１のビツトは係数お
よびサンプル成分と同期して導線５８を介してＭＳＥ回
路１７０中に直列に加えられる。αの値は回路１７０中
に恒久的に記憶されている。従つてｄの値は信号成分Ｑ
ｊを形成することと付随して式（３）によつて各々の至
昧するＣｉ（ｊ）からαＥｊ−１ｒｊ−１−，を減算す
る必要があるすべての信号に提供される。更新ユニツ口
２１（第２図）全体を含む回路１７１と類似の回路は式
（４）に従つて各會（ｊ）からαＥｊ−１ｑ−１−１を
減算する。ＭＳＥ回路１７０には殆んど遅延がなく、そ
の出力ビツトは再び導線１５９上のシフト・パルスと同
期して導線１７２を介してタツプ漏洩回路１８０に下位
ビツトを先頭にして加えられる。 ＭＳＥ回路１７０は標準の演算回路を用いて容易に実現
される。従つてこれについては詳細に述べる必要はない
。係数成分Ｃｉ（ｊ）および印（ｊ）は２の補数で表わ
されており、最上位ビツトが符号ビツトであつて、正に
対してはＯ、負に対しては１である。 本発明に従い係数成分の大きさをｄμだけ減少させるた
め、２進ワードが正の値を有するならばその成分を表わ
す２進ワードから前記量を減算し、その成分が負の値を
有するならば２進ワードに前記量を加算する手段が設け
られている。図示の実施例においては大きさαμは最下
位係数成分ビツトによつて表わされる値に等しい。この
ようにして本発明を実現するには、成分の符号に従つて
ＭＳＥ回路１７０より受信し各係数成分から２進の「１
」を加算または減算するタツプ漏洩回路１８０を必要と
する。到来する係数成分から２進の［１」を減算（加算
）するタツプ漏洩回路１８０中で行なわれる手続きは次
の通りである。 即ち到来するビツトがＯ（１）である限り、それらは１
（０）に反転する。ワードの最下位ビツトの１（０）は
Ｏ（１）に反転する。他のすべてのビツトは不変である
。次にタツプ漏洩回路１８０の動作について述べるが、
上述の議論から最下位係数成分ビツトは常に反転される
ことが分る。このため、導線１５８の上述のロード・パ
ルスはタツプ漏洩回路１８０中の１ビツト遅延回路１８
６をＯにクリアする機能を有している。ここで遅延回路
１８６はシフト導線１５９のパルスによつてクロツクが
加えられる。インバータ１８８は導線１９２に遅延回路
１８６の出力を反転したものを出力する。導線１９２は
排他的０Ｒゲート１９１の１つの入力に接続されている
。導線１７２に到来する係数成分ピットはゲート１９１
の他方の入力に加えられる。導線１９２は最初１であり
、従つて所望の通り導線１７２上の最下位ビツトはゲー
ト１９１で反転される。ゲート１９１の出力は導線１１
８に出力される。導線１５８のロード・パルスは、出力
導線１６１に最初現われる係数成分の符号ビツトを回路
１８０のＤ型符号フリツプ・フロツプ１８１中に加える
機能も有している。 符号ビツトが０で、正の係数成分から２進の「１」を減
算すべきことを指示している状態を仮定する。フリツプ
・フロツプ１８１の圧力は導線１８２により排他的０Ｒ
ゲート１８３の１つの入力に加えられている。該導線は
係数成分の更新期間中ずつとＯであるので、導線１８４
土の排他的０Ｒゲート１８３の出力は導線１７２上の現
在の係数成分ビツトの値に等しい。このようにして導線
１７２上の最下位係数成分ビツトが１であると、第２の
ビツトが導線１７２に現われるとき、０Ｒゲート１８５
によつて導線１９３に先に加えられていた「１」が遅延
回路１８６の出力に現われる。このようにして導線１９
２は０となり、所望の通り第２のビツトはゲート１９１
を反転せずに通過する。更に、遅延回路１８６の出力は
導線１８７および０Ｒゲート１８５を介してそれ自身の
入力にフイードバツクされているので、導線１９２は「
０］のままであり、その後の係数成分ビツトはすべて同
様にゲート１９１を反転されずに通過する。他方、導線
１７２の最下位ビツトが「０」であると、第２のビツト
が導線１７２に現われるとき遅延回路１８６の出力は０
となる。 従つて該ビツトはまた所望の如くゲート１９１で反転さ
れる。更に、導線１７２上のビツトが０である限り、導
線１７２上に現われる最初の「１」と同じようにゲート
１９１によつて同様に反転される。しかしその後導線１
９２は再びＯとなり、前と同様すべての後続のビツトは
ゲート１９１を反転されずに通過する。回路１８０は上
述したと丁度相補的な仕方で動作して負の係数成分を表
わす導線１７２上のワードに「１］を加算する。 より大なるαμの値は、遅延回路１８６を０状態に保持
したまま導線１７２土のｋビツトをそのままの状態でゲ
ート１９１を通過させることによつて回路１８０と類似
の構造を有する回路により実現される。 このようにして実現されたαμの値は最下位係数成分ビ
ツトに２ｋを乗じた値に等しい〜 ＭＳＥ回路１７０と同様、タツプ漏洩回路１８０は殆ん
ど遅延を生じない。 このようにして部分的に更新されたＣｉ（ｊ）のビツト
は導線１１２上のビツトと同期して更新ユニツト１２２
の出力導線１１８上に現われる。係数更新ユニツト１２
１は同様に動作する。このようにして部分的に更新され
た角（ｊ）のビツトは導線１５９上のシフト・パルスと
同期して導線１１７上に現われる。これらビツトは導線
１５７により回路１９０から提供される２４のシフト・
パルスを介して係数記憶装置１１９のレジスタ１５１中
にゲートして加えられる。成分Ｒｊ−１−１のビツトは
尚メモＩ川０４の出力に存在する。 これらビツトは導線群１０２を介して並列形態で記憶装
置１１３のデータ・セレクタ１０１のマルチビツト・デ
ータ入力の１つに加えられる。回路１９０から延びてい
る選択導線１０８の現在の論理状態は、導線群１０２０
信号がメモリ１０４の入力に加えられるべきことをセレ
クタ１０１に指示する。該信号は現在導線１０９により
回路１９０から受信されたロード・パルスによりメモリ
１０４中に再循環されている。ロード・パルスはまたメ
モリの待行列中の次のサンプル成分Ｒｊ−１を保持レジ
スタ１０６中に口ードさせる。次に導線１５９に２４個
のシフト・パルスの他の系列が現われる。 上述の如く部分的に更新される前にＣｉ（ｊ）が有して
いた値は尚保持レジスタ１５６中に存在する。このよう
にして導線１５９上のパルスは、乗算器１２３がタツプ
積Ｃｉ（ｊ）Ｒｊ−１を形成するためにＣｉ（ｊ）およ
びＲｊ−１のビツトをレジスタ１５６および１０６から
導線１１２および１１５に直列にシフトして加える。（
係数更新ユニツト１２２はこのとき不活性であり、導線
１１２および１１５上の信号は無視される。）次に導線
１５８に他のロード・パルスが現われ、各々の相続くＣ
ｉ（ｊ）に対して全ての過程が繰返され（更新ユニツト
１２１においては各々の♂ｉ（ｊ）に対して全ての過程
が繰返される）、最終的にＱｊを形成するすべてのタツ
プ積が形成され、すべての係数成分は部分的に更新され
る。 ｊの形成と付随して生じる残りの係数更新操作も同様に
行なわれ、ＭＳＥ回路１７０（および更新ユニツト１２
１中の相応する回路）は係数補正項を発生するため各電
１（ｊ）とＲｊ−１−，（更新ユニツト１２１の場合は
Ｃｉ（ｊ）および′？′ｊ−１−，）と共に誤差成分ぺ
ｊ−１を繰返し受信する。 一度ｊが形成され、係数成分が完全に更新されると、選
択導線１０８の論理状態は変化する。その後、次の第（
ｊ＋１）番目受信器シンボル期間の初期部分において、
メモリ１０４は導線１０９を介してもう一度パルスが加
えられる。この動作により遅延回路２３（第１図）の出
力導線１９から保持レジスタ１０３中に先にシフトして
加えられた丁度このとき発生されたサンプル成分Ｒｊ＋
，はメモリ１０４の待行列中に読み込まれる。この最も
新らしいサンプル成分は、しからざれば導線群１０２か
らメモリ中に再循環されていたであろう最も古いサンプ
ル成分に取つて代る。以上本発明をＱＡＭデータ・シス
テムについて述べて来た。 しかし分数間隔等化器に対する本タツプ漏洩手法は他の
変調法を用いるシステムおよびベースバンドの分数間隔
等化器にも同様に適用し得るものである。また本手法は
受信信号がまず復調され、次いでベースバンドで等化さ
れるような他の受信器構造に対しても適用可能である。
最後に本発明のタツプ漏洩手法が分数間隔等化器と同様
ボ一等化器にも有効であるような応用用途が存在する。
このようにして、本発明の特定の応用例と特定の実施例
について図示し、説明して来たが、本発明の原理を実現
する種々の他の装置が本発明の精神および範囲を逸脱す
ることなく当業者において考案し得るであろう。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ １／Ｔシンボル／秒のボー速度で伝送チャネルを介
   して伝送された受信データ信号を処理する装置において
   、１／Ｔシンボル／秒よりも速い予め定められた速度で
   一連の信号サンプルを形成するサンプリング手段（例え
   ば第１図の１１、１２、１６）と、一定数の前記信号サ
   ンプルを記憶する手段（例えば第２図の１１３、１１４
   ）と、前記信号サンプルに加えるために順序付けられた
   利得係数を保持している手段（例えば第２図の１１９、
   １２０）と、タップ積信号を形成するため前記保持手段
   からの順序付けられた利得係数を前記受信信号サンプル
   に加える手段（例えば第２図の１２３、１２４）と、等
   化した信号サンプルを形成するため前記タップ積信号を
   組合せる手段（例えば第２図の１２７、１２８）と、前
   記等化した信号サンプルを量子化した信号サンプルと比
   較してその差から誤差信号を形成する手段（例えば第１
   図の４１、４２）と、前記誤差信号を相殺する方向に各
   利得係数を増分する更新手段（例えば第２図の１２１、
   １２２）と、前記更新手段からの各更新係数の絶対値を
   予め定められた定数だけ減じて大きな値に係数がドリフ
   トすることを回避するタップ漏洩補償手段（例えば第３
   図の１８０）と、を備えたことを特徴とする受信データ
   信号処理装置。 ２ 請求の範囲第１項の装置において、受信データ信号
   は予め定められた搬送波周波数で変調され、等化した信
   号を検出前にベースバンドに復調することを特徴とする
   受信データ信号処理装置。 ３ 請求の範囲第１項の装置において、受信データ信号
   は同じ周波数であるが位相が９０゜ずれた一対の搬送波
   に直交振幅変調されることを特徴とする受信データ信号
   処理装置。