JPS6010446B2 - 歪補正回路 - Google Patents
歪補正回路Info
- Publication number
- JPS6010446B2 JPS6010446B2 JP54043746A JP4374679A JPS6010446B2 JP S6010446 B2 JPS6010446 B2 JP S6010446B2 JP 54043746 A JP54043746 A JP 54043746A JP 4374679 A JP4374679 A JP 4374679A JP S6010446 B2 JPS6010446 B2 JP S6010446B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- transistor
- emitter
- power supply
- whose
- supply terminal
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/32—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion
Landscapes
- Physics & Mathematics (AREA)
- Nonlinear Science (AREA)
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Channel Selection Circuits, Automatic Tuning Circuits (AREA)
- Amplifiers (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
この発明は特にェミツタホロワ回路等に好適する歪補正
回路に関する。
回路に関する。
周知のようにェミツタホロワ回路はトランジスタ回路に
おいて電圧利得１なる緩衝用増幅器として多用されてい
るものである。
おいて電圧利得１なる緩衝用増幅器として多用されてい
るものである。
然るにかかるェミッタホロワ回路は該ェミッタホロワ回
路を構成する第１図に示すようなトランジスタＱ，のベ
ースーェミッタ間電圧ＶＢ８が交流電流に対して非線形
変化をするため、出力に歪が発生し易い欠点があった。
すなわち、これはヱミツタホロワトランジスタＱ，がそ
の直流負荷を定電流源１として歪を減少させているにも
かかわらず、ＶＢ８の変化成分とし小Ｅ＝￥ｉｎ（１千
ｉＬ）側ｋ舵レツマン定数、Ｔ：絶対温度、ｌｎ：自然
対数、ｑ：電子の電荷、ｉＬ：負荷電流）があるため、
入力信号電氏ｕｉと出力電圧ひ。との間には岬Ｕ小Ｂ８
＝ＲＬｉＬ＋芋・ｎ（・牛）．‐…．■なる関係があっ
て、自然対数成分による歪発生が避けられないからであ
る。
路を構成する第１図に示すようなトランジスタＱ，のベ
ースーェミッタ間電圧ＶＢ８が交流電流に対して非線形
変化をするため、出力に歪が発生し易い欠点があった。
すなわち、これはヱミツタホロワトランジスタＱ，がそ
の直流負荷を定電流源１として歪を減少させているにも
かかわらず、ＶＢ８の変化成分とし小Ｅ＝￥ｉｎ（１千
ｉＬ）側ｋ舵レツマン定数、Ｔ：絶対温度、ｌｎ：自然
対数、ｑ：電子の電荷、ｉＬ：負荷電流）があるため、
入力信号電氏ｕｉと出力電圧ひ。との間には岬Ｕ小Ｂ８
＝ＲＬｉＬ＋芋・ｎ（・牛）．‐…．■なる関係があっ
て、自然対数成分による歪発生が避けられないからであ
る。
そこで、この発明は以上のような点に鑑みてなされたも
ので、上記従来の欠点を簡易に且つ良好に除去し得る極
めて良好な歪補正回路を提供することを目的としている
。
ので、上記従来の欠点を簡易に且つ良好に除去し得る極
めて良好な歪補正回路を提供することを目的としている
。
先ず第２図を参照してこの発明の原理についてヱミツタ
ホロワで実施する場合につき簡単に説明すると、負荷Ｒ
Ｌに流れる交流電流と逆位相で電流値が略等しい大きさ
の交流電流を定電流源１一ｉＬに流すことにより、ェミ
ツタホロワトランジスタＱ，の交流負荷を等価的に無限
大となし、該トランジスタＱ，に交流電流が実質的に流
れないようにして前記入力信号電圧ひ，と出力蟹圧ｏ。
ホロワで実施する場合につき簡単に説明すると、負荷Ｒ
Ｌに流れる交流電流と逆位相で電流値が略等しい大きさ
の交流電流を定電流源１一ｉＬに流すことにより、ェミ
ツタホロワトランジスタＱ，の交流負荷を等価的に無限
大となし、該トランジスタＱ，に交流電流が実質的に流
れないようにして前記入力信号電圧ひ，と出力蟹圧ｏ。
との関係式‘１におけるＶ８８の変化分すなわち自然対
数成分による歪を略零にするものである。次に第３図を
参照してこの発明の一実施例につき詳細に説明する。
数成分による歪を略零にするものである。次に第３図を
参照してこの発明の一実施例につき詳細に説明する。
すなわち、先ずェミツタホロワとなる第１のトランジス
タＱ．はベースが交流信号入力端ｉｎに接続され、コレ
クタが第１電源端十Ｖｃｃに接続され、ェミッタが直流
阻止コソデンサＣおよび負荷ＲＬを直列に介して第２電
源機（アース）に接続される。
タＱ．はベースが交流信号入力端ｉｎに接続され、コレ
クタが第１電源端十Ｖｃｃに接続され、ェミッタが直流
阻止コソデンサＣおよび負荷ＲＬを直列に介して第２電
源機（アース）に接続される。
また、定電流源となる第２のトランジスタＱ２は前記第
１のトランジスタＱ，のェミツ外こコレクタが鞍続され
、ヱミツタが前記第２亀源端に接続される。そして第３
のトランジスタＱは前記第１のトランジスタＱ．のヱミ
ツタにベースが接続され、ェミッタが抵抗ＲＥを介して
前記第１電源端十Ｖｃｃに接続され、コレク夕が前記第
２のトランジスタＱ２のベースに接続されると共に等価
ダイオードとなる第４のトランジスタＱを介して前記第
２電源機に接続される。ここで「前記第３のトランジス
タＱ３を前記第１のトランジスタＱ，とは逆極性関係に
選定すると共に、前記第３のトランジスタＱのヱミツタ
と前記第１電源端十Ｖｃｃ間に接続された抵抗Ｒ８の値
を前記負荷ＲＬの抵抗値と略筆しい関係に選定する。而
して、以上のような構成において入力端ｉｎに対してあ
る直流バイアス電圧ＶＢに重畳したひ，ｎなる交流信号
電圧が与えられたとすると、第１のトランジスタＱ，の
ェミッタ電位Ｖ■は該第１のトランジスタＱ，のベース
。
１のトランジスタＱ，のェミツ外こコレクタが鞍続され
、ヱミツタが前記第２亀源端に接続される。そして第３
のトランジスタＱは前記第１のトランジスタＱ．のヱミ
ツタにベースが接続され、ェミッタが抵抗ＲＥを介して
前記第１電源端十Ｖｃｃに接続され、コレク夕が前記第
２のトランジスタＱ２のベースに接続されると共に等価
ダイオードとなる第４のトランジスタＱを介して前記第
２電源機に接続される。ここで「前記第３のトランジス
タＱ３を前記第１のトランジスタＱ，とは逆極性関係に
選定すると共に、前記第３のトランジスタＱのヱミツタ
と前記第１電源端十Ｖｃｃ間に接続された抵抗Ｒ８の値
を前記負荷ＲＬの抵抗値と略筆しい関係に選定する。而
して、以上のような構成において入力端ｉｎに対してあ
る直流バイアス電圧ＶＢに重畳したひ，ｎなる交流信号
電圧が与えられたとすると、第１のトランジスタＱ，の
ェミッタ電位Ｖ■は該第１のトランジスタＱ，のベース
。
ェミッタ間電圧をＶＢＥ，としたときＶ■＝ＶＢ十ひｉ
ｎ−Ｖ８Ｂ，……■ で与えられる。
ｎ−Ｖ８Ｂ，……■ で与えられる。
このうちＶＢおよび一ＶＢ８，は直流成分であるので直
流阻止用コンデンサＣによって阻止される結果、負荷Ｒ
Ｌに流れる交流成分の電流ｉｎは・Ｌ＝器・・．・・・
■ で与えられる。
流阻止用コンデンサＣによって阻止される結果、負荷Ｒ
Ｌに流れる交流成分の電流ｉｎは・Ｌ＝器・・．・・・
■ で与えられる。
一方、上記抵抗Ｒ８の両端電圧Ｖ■は、前記第３のトラ
ンジスタＱ３のベース。
ンジスタＱ３のベース。
ェミッタ間電圧をＶＢ８３としたとき、Ｖ■＝Ｖｃｃ−
ＶＢ−Ｖ８８３・・…・■で与えられる。
ＶＢ−Ｖ８８３・・…・■で与えられる。
この■式に上記＠式を入れると、Ｖ■ニＶ的−（Ｖ■＋
ひ，ｎ・ＶＢ８１）−ＶＢ８３＝Ｖｃｃ−Ｖ■十Ｖ８８
，一Ｖ８８３−Ｕｉｎとなる。従って、上記抵抗Ｒ８に
流れる電流ＩＱは、ＩＱ＝糟ｉＨＬ肌■但し、 ・＝Ｖｃｃ−Ｖ■十ＶＢ単一ＶＢ８３ ＲＢ 一１Ｌ＝一生ご Ｒ８ ，．・ＲｇＩＲＬ で与えられ、このｌｏ（＝１−ｉＬ）なる電流成分によ
って定電流源となる前記第２のトランジスタＱ２が制御
されることになるので、ここに第２図に示した歪補正の
原理が実現されるものである。
ひ，ｎ・ＶＢ８１）−ＶＢ８３＝Ｖｃｃ−Ｖ■十Ｖ８８
，一Ｖ８８３−Ｕｉｎとなる。従って、上記抵抗Ｒ８に
流れる電流ＩＱは、ＩＱ＝糟ｉＨＬ肌■但し、 ・＝Ｖｃｃ−Ｖ■十ＶＢ単一ＶＢ８３ ＲＢ 一１Ｌ＝一生ご Ｒ８ ，．・ＲｇＩＲＬ で与えられ、このｌｏ（＝１−ｉＬ）なる電流成分によ
って定電流源となる前記第２のトランジスタＱ２が制御
されることになるので、ここに第２図に示した歪補正の
原理が実現されるものである。
つまり、ェミツタホロワトランジスタＱ，に対しト定電
流源トランジスタＱ２と、該Ｑ２のバイアス制御用トラ
ンジスタＱ３，Ｑ４とで歪補正回路を構成することによ
り、出力信号は負荷ＲＬにその交流成分のみが導かれる
と共に、負荷ＲＬと略等しい値のェミッタ抵抗Ｒ６を有
するトランジスタＱに導かれて、ここで交流負荷電流と
略等しい電流値にして逆位相の交流電流成分を含むキャ
ンセル用の制御電流として生成せしめるのに供される。
このキャンセル用の制御電流をカレントミラー回路を形
成するトランジスタＱ２，Ｑを介してェミッタホロワト
ランジスタＱ，に帰還せしめる。この場合トランジスタ
Ｑ３によって生成されるキャンセル用の交流電流は前述
した（１｝式と同様の歪成分を伴なうが、この歪が共に
１％であれば「全体としての歪は略１％×１％＝０．０
１％となり、歪減少効果が大きく殆んど歪を無視し得る
ように補正することができるものである。第４図は他の
実施例を示すものであり、この場合、出力信号の位相を
反転するトランジスタＱ５と、やはり負荷抵抗と略等し
い大きさのェミッタ抵抗Ｒ８（≠ＲＬ）をもつ定電流源
用トランジスタＱ２により−ｉＬ分の電流変化を作り出
すようにしたものである。
流源トランジスタＱ２と、該Ｑ２のバイアス制御用トラ
ンジスタＱ３，Ｑ４とで歪補正回路を構成することによ
り、出力信号は負荷ＲＬにその交流成分のみが導かれる
と共に、負荷ＲＬと略等しい値のェミッタ抵抗Ｒ６を有
するトランジスタＱに導かれて、ここで交流負荷電流と
略等しい電流値にして逆位相の交流電流成分を含むキャ
ンセル用の制御電流として生成せしめるのに供される。
このキャンセル用の制御電流をカレントミラー回路を形
成するトランジスタＱ２，Ｑを介してェミッタホロワト
ランジスタＱ，に帰還せしめる。この場合トランジスタ
Ｑ３によって生成されるキャンセル用の交流電流は前述
した（１｝式と同様の歪成分を伴なうが、この歪が共に
１％であれば「全体としての歪は略１％×１％＝０．０
１％となり、歪減少効果が大きく殆んど歪を無視し得る
ように補正することができるものである。第４図は他の
実施例を示すものであり、この場合、出力信号の位相を
反転するトランジスタＱ５と、やはり負荷抵抗と略等し
い大きさのェミッタ抵抗Ｒ８（≠ＲＬ）をもつ定電流源
用トランジスタＱ２により−ｉＬ分の電流変化を作り出
すようにしたものである。
なおこの発明は上託した実施例のみに限らず、この発明
の要旨を逸脱しない範囲で種々の変形を実施し得ること
は勿論である。
の要旨を逸脱しない範囲で種々の変形を実施し得ること
は勿論である。
例えばこの発明はバイポーラトランジスタに対して適用
して効果があることは勿論であるが、一般に大きな歪を
発生する電界効果形トランジスタによるソースホロワに
適用してより大きな歪補正効果を奏することができる。
して効果があることは勿論であるが、一般に大きな歪を
発生する電界効果形トランジスタによるソースホロワに
適用してより大きな歪補正効果を奏することができる。
従って以上詳述したようなこの発明によれば構成簡易に
して且つ良好に作用する歪補正回路を提供することが可
能となる。
して且つ良好に作用する歪補正回路を提供することが可
能となる。
第１図は従来のェミッタホロワ回路を示す図、第２図は
この発明に係る歪補正回路の原理を説明する図、第３図
、第４図は同じくこの発明に係る一実施例および他の実
施例を示す回路図である。 Ｑ′…”エミツタホロワトランジスタ、Ｑ２・…”定電
流源トランジスタ「Ｑ，Ｑ・・…・バイアス制御用トラ
ンジスタ、Ｑ５・…・・出力信号反転トランジスタ。第
１図 第２図 第３図 第４図
この発明に係る歪補正回路の原理を説明する図、第３図
、第４図は同じくこの発明に係る一実施例および他の実
施例を示す回路図である。 Ｑ′…”エミツタホロワトランジスタ、Ｑ２・…”定電
流源トランジスタ「Ｑ，Ｑ・・…・バイアス制御用トラ
ンジスタ、Ｑ５・…・・出力信号反転トランジスタ。第
１図 第２図 第３図 第４図
Claims (1)
- １ ベースが交流信号入力端に接続され、コレクタが第
１電源端に接続され、エミツタが負荷を介して第２電源
端に接続された第１のトランジスタと、この第１のトラ
ンジスタのエミツタにコレクタが接続され、エミツタが
前記第２電源端に接続された第２のトランジスタと、前
記第１のトランジスタのエミツタにベースが接続され、
エミツタが抵抗を介して前記第１電源端に接続され、コ
レクタが前記第２のトランジスタのベースに接続される
と共に等価ダイオードを介して前記第２電源端に接続さ
れた第３のトランジスタとを具備し、前記第３のトラン
ジスタを前記第１のトランジスタとは逆極性関係に選定
すると共に、前記第３のトランジスタのエミツタと前記
第１電源端間に接続された抵抗の値を前記負荷の抵抗値
と略等しい関係に選定してなることを特徴とする歪補正
回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP54043746A JPS6010446B2 (ja) | 1979-04-11 | 1979-04-11 | 歪補正回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP54043746A JPS6010446B2 (ja) | 1979-04-11 | 1979-04-11 | 歪補正回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS55683A JPS55683A (en) | 1980-01-07 |
| JPS6010446B2 true JPS6010446B2 (ja) | 1985-03-18 |
Family
ID=12672316
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP54043746A Expired JPS6010446B2 (ja) | 1979-04-11 | 1979-04-11 | 歪補正回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6010446B2 (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE3800803A1 (de) * | 1988-01-14 | 1989-07-27 | Philips Patentverwaltung | Verstaerkerschaltung |
| US4891607A (en) * | 1988-06-06 | 1990-01-02 | Hewlett-Packard Company | Low distortion drive amplifier |
| IT1229692B (it) * | 1989-04-27 | 1991-09-06 | Sgs Thomson Microelectronics | Stadio di disaccoppiamento di tensione con uscita indipendente dalla temperatura. |
-
1979
- 1979-04-11 JP JP54043746A patent/JPS6010446B2/ja not_active Expired
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS55683A (en) | 1980-01-07 |
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