JPS63166367A - 電源装置 - Google Patents
電源装置Info
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- JPS63166367A JPS63166367A JP62321128A JP32112887A JPS63166367A JP S63166367 A JPS63166367 A JP S63166367A JP 62321128 A JP62321128 A JP 62321128A JP 32112887 A JP32112887 A JP 32112887A JP S63166367 A JPS63166367 A JP S63166367A
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- G—PHYSICS
- G05—CONTROLLING; REGULATING
- G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
- G05F3/00—Non-retroactive systems for regulating electric variables by using an uncontrolled element, or an uncontrolled combination of elements, such element or such combination having self-regulating properties
- G05F3/02—Regulating voltage or current
- G05F3/08—Regulating voltage or current wherein the variable is DC
- G05F3/10—Regulating voltage or current wherein the variable is DC using uncontrolled devices with non-linear characteristics
- G05F3/16—Regulating voltage or current wherein the variable is DC using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices
- G05F3/20—Regulating voltage or current wherein the variable is DC using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices using diode- transistor combinations
- G05F3/26—Current mirrors
- G05F3/265—Current mirrors using bipolar transistors only
-
- G—PHYSICS
- G05—CONTROLLING; REGULATING
- G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
- G05F3/00—Non-retroactive systems for regulating electric variables by using an uncontrolled element, or an uncontrolled combination of elements, such element or such combination having self-regulating properties
- G05F3/02—Regulating voltage or current
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- G05F3/22—Regulating voltage or current wherein the variable is DC using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices using diode- transistor combinations wherein the transistors are of the bipolar type only
- G05F3/222—Regulating voltage or current wherein the variable is DC using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices using diode- transistor combinations wherein the transistors are of the bipolar type only with compensation for device parameters, e.g. Early effect, gain, manufacturing process, or external variations, e.g. temperature, loading, supply voltage
- G05F3/225—Regulating voltage or current wherein the variable is DC using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices using diode- transistor combinations wherein the transistors are of the bipolar type only with compensation for device parameters, e.g. Early effect, gain, manufacturing process, or external variations, e.g. temperature, loading, supply voltage producing a current or voltage as a predetermined function of the temperature
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N5/00—Details of television systems
- H04N5/63—Generation or supply of power specially adapted for television receivers
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- Polymers With Sulfur, Phosphorus Or Metals In The Main Chain (AREA)
- Medicines Containing Material From Animals Or Micro-Organisms (AREA)
- Transition And Organic Metals Composition Catalysts For Addition Polymerization (AREA)
- Input Circuits Of Receivers And Coupling Of Receivers And Audio Equipment (AREA)
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- Control Of Electrical Variables (AREA)
- Particle Accelerators (AREA)
- Processing Of Color Television Signals (AREA)
- Emergency Protection Circuit Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の利用分野〕
この発明は、入力信号を基準信号と組合せてその入力信
号のレベルに対してシフトしたレベルを有する出力信号
を生成する増幅器構成に関する。
号のレベルに対してシフトしたレベルを有する出力信号
を生成する増幅器構成に関する。
特に、この発明は、テレビジョン装置の電源調整器の入
力段に使用されるレベル・シフタ（１，ｅｖｅｌｓｈｉ
ｆｔｅｒ ）に関する。
力段に使用されるレベル・シフタ（１，ｅｖｅｌｓｈｉ
ｆｔｅｒ ）に関する。
例えば、テレビジョン受像機の電源装置において、直流
の調整される供給は圧Ｂ＋を表わす電圧は、例えば、Ｂ
千成圧調整器の反転入力端子に結合される。基準′電圧
は、例えば、その調整器の非反転入力端子に結合される
。例えば、調整される供給電圧Ｂ＋を表わす帰還電圧は
入力段において基準４圧と比較されて、制御可能な装置
直に結合される出力嵯圧を生成する。その制御可能な装
置は基準ば圧によって決定されるレベルにおいて電圧Ｂ
十を調量する。その電圧Ｂ＋は、例えば、陰極１腺情（
ＣＲＴ）用の偏向回路出力段を付勢するために吏用され
る。
の調整される供給は圧Ｂ＋を表わす電圧は、例えば、Ｂ
千成圧調整器の反転入力端子に結合される。基準′電圧
は、例えば、その調整器の非反転入力端子に結合される
。例えば、調整される供給電圧Ｂ＋を表わす帰還電圧は
入力段において基準４圧と比較されて、制御可能な装置
直に結合される出力嵯圧を生成する。その制御可能な装
置は基準ば圧によって決定されるレベルにおいて電圧Ｂ
十を調量する。その電圧Ｂ＋は、例えば、陰極１腺情（
ＣＲＴ）用の偏向回路出力段を付勢するために吏用され
る。
成る従来回路では１例えば、ＣＲＴのビーム電流レベル
を表わす電圧が基準電圧に刀口算されて。
を表わす電圧が基準電圧に刀口算されて。
基準電圧だけではなくて、双方の和が入力段の非反転入
力端子に供給されるようにされる。ビーム電流が変化す
る時に、ビーム電流を表わす電圧が変化して、ＣＲＴの
ラスタ幅を一定に維持するように電圧Ｂ＋が変化される
。
力端子に供給されるようにされる。ビーム電流が変化す
る時に、ビーム電流を表わす電圧が変化して、ＣＲＴの
ラスタ幅を一定に維持するように電圧Ｂ＋が変化される
。
一定の基準電圧と可変ビーム底流を表わす電圧の加算は
、上述の従来回路では、ツェナーダイオードを経てビー
ム電流を表わす電圧を非反転入力端子に結合することに
よって行なわれる。ツェナーダイオードはその陽極と陰
極との間で基＄電圧を生成する。従って、ビーム電流を
表わす１圧をレベルシフトする基準電圧はそのビームは
流を表わす電圧と直列に結合さｎ、る。
、上述の従来回路では、ツェナーダイオードを経てビー
ム電流を表わす電圧を非反転入力端子に結合することに
よって行なわれる。ツェナーダイオードはその陽極と陰
極との間で基＄電圧を生成する。従って、ビーム電流を
表わす１圧をレベルシフトする基準電圧はそのビームは
流を表わす電圧と直列に結合さｎ、る。
上述のようなツェナーダイオード・レベルシフトの欠点
は、温度、経時変化、あるいはツェナーダイオードの固
有の雑音（こよるツェナー底圧の変化がレベルを変える
ことである。
は、温度、経時変化、あるいはツェナーダイオードの固
有の雑音（こよるツェナー底圧の変化がレベルを変える
ことである。
ツェナーダイオードを使用せず０こ入力段の非反転入力
端子へ供給される和の電圧が生成されるようにビーム電
流を表わす電圧を基準電圧に加えることが望ましい。
端子へ供給される和の電圧が生成されるようにビーム電
流を表わす電圧を基準電圧に加えることが望ましい。
この発明の実施例では、基準電圧は１例えば、周知のバ
ンドギャップ型の電圧源によって生成される。ビーム底
流を表わす電圧は、そのバンドギャップ型電圧源によっ
て生成される基準電圧、あるいはそれによってシフトさ
れたレベルに刀口えられる。その場合、バンドギャップ
型電圧源はツェナーダイオードよりも温度変化、構成要
素の経時変化、あるいは雑音に対して影響を受けにくい
ので有利である。
ンドギャップ型の電圧源によって生成される。ビーム底
流を表わす電圧は、そのバンドギャップ型電圧源によっ
て生成される基準電圧、あるいはそれによってシフトさ
れたレベルに刀口えられる。その場合、バンドギャップ
型電圧源はツェナーダイオードよりも温度変化、構成要
素の経時変化、あるいは雑音に対して影響を受けにくい
ので有利である。
この発明を実施した回路では、ビーム電流を表わす電圧
のような入力信号が共通ベース増幅器として動作する第
１のトランジスタのエミッタ電極に直列に結合される。
のような入力信号が共通ベース増幅器として動作する第
１のトランジスタのエミッタ電極に直列に結合される。
電流源として動作し且つ第１のトランジスタのコレクタ
に結合されたコレクタを有する第２のトランジスタは第
１のトランジメタノコレクタ４流を供給する。第１のト
ランジスタを含む底流ミラー装置は、入力信号が零のよ
うな予め定められた大きさになる時、第１のトランジス
タのコレクタ１流が第２のトランジスタのコレクター流
によって供給されるものと等しくなるようにする。バン
ドギャップ型電圧源によって生成されるような第１の電
圧は抵抗器を介して第１及び第２のトランジスタのコレ
クタ間の接合端子に結合される。第１及び第２のトラン
ジスタのコレクタ１流は差鑞流を生成して上記抵抗器の
両端間に第１の電圧に加えられる電圧を発生し、接合端
子に発生する第２の信号を生成する。その第２の信号は
、入力信号の大きさが零のような予め定められた大きさ
である時、第１及び第２のトランジスタのいずれかのコ
レクター流によるのではなくて第１の電圧によって決定
される大きさを持つ。入力信号の大きさが予め定められ
た大きさと異なる時、第２の信号は入力信号の大きさに
比例した量だけ第１の電圧と異なる。
に結合されたコレクタを有する第２のトランジスタは第
１のトランジメタノコレクタ４流を供給する。第１のト
ランジスタを含む底流ミラー装置は、入力信号が零のよ
うな予め定められた大きさになる時、第１のトランジス
タのコレクタ１流が第２のトランジスタのコレクター流
によって供給されるものと等しくなるようにする。バン
ドギャップ型電圧源によって生成されるような第１の電
圧は抵抗器を介して第１及び第２のトランジスタのコレ
クタ間の接合端子に結合される。第１及び第２のトラン
ジスタのコレクタ１流は差鑞流を生成して上記抵抗器の
両端間に第１の電圧に加えられる電圧を発生し、接合端
子に発生する第２の信号を生成する。その第２の信号は
、入力信号の大きさが零のような予め定められた大きさ
である時、第１及び第２のトランジスタのいずれかのコ
レクター流によるのではなくて第１の電圧によって決定
される大きさを持つ。入力信号の大きさが予め定められ
た大きさと異なる時、第２の信号は入力信号の大きさに
比例した量だけ第１の電圧と異なる。
この発明によれば、電源装置はその出力供給電圧を制御
するために使用される入力電圧をシフトするレベル・シ
フタを含む。制御可能な導電性素子が入力供給′電圧に
結合されて、その入力供給電圧から出力供給電圧が生成
される。また、電源装置は上記導電性素子に結合された
比較器を含み。
するために使用される入力電圧をシフトするレベル・シ
フタを含む。制御可能な導電性素子が入力供給′電圧に
結合されて、その入力供給電圧から出力供給電圧が生成
される。また、電源装置は上記導電性素子に結合された
比較器を含み。
その比較器の出力信号に従って、上記導電性素子の導通
状態が変化されて出力供給電圧が制御される。トランジ
スタを含む電流ミラー装置は第１の分岐回路の電流に応
答して、そのトランジスタの第１の主電流導通電極に、
第１の分岐回路の′電流の電流ミラーである電流を生成
する。第１の主電流導通電極は接合端子において第２の
分岐回路（こ結合されて、その第２の分岐回路の電流の
少なくとも一部を導通させる。入力電圧の電圧源が上記
トランジスタに結合されていて、その第１の主電流導通
電極の電流が変化され、入力電圧をこ従って変化する差
に関連した電流が生成される。その差電流は第１の主電
流導通電極の電流と第２の分岐回路の電流との差に関係
している。第１の抵抗が上記接合端子に結合されていて
、上記差に関連した電流を導通させて、その抵抗両端間
に入力電圧に従って変化する電圧を生成する。温度補償
された第１の電圧の電圧源が上記抵抗を介して上記接合
端子に結合されて、その抵抗両端間の電圧が第１の電圧
に組合わされ、接合端子に温度補償された第２の電圧が
生成される。その第２の電圧は入力電圧に従って変化す
る。また、第２の電圧は第１の電圧に従ってレベル・シ
フトされる。温度補償され、レベル・シフトされた第２
の電圧は比較器の入力に結合されて、その比較器の出力
信号を変化させ、出力供給電圧を制御する。
状態が変化されて出力供給電圧が制御される。トランジ
スタを含む電流ミラー装置は第１の分岐回路の電流に応
答して、そのトランジスタの第１の主電流導通電極に、
第１の分岐回路の′電流の電流ミラーである電流を生成
する。第１の主電流導通電極は接合端子において第２の
分岐回路（こ結合されて、その第２の分岐回路の電流の
少なくとも一部を導通させる。入力電圧の電圧源が上記
トランジスタに結合されていて、その第１の主電流導通
電極の電流が変化され、入力電圧をこ従って変化する差
に関連した電流が生成される。その差電流は第１の主電
流導通電極の電流と第２の分岐回路の電流との差に関係
している。第１の抵抗が上記接合端子に結合されていて
、上記差に関連した電流を導通させて、その抵抗両端間
に入力電圧に従って変化する電圧を生成する。温度補償
された第１の電圧の電圧源が上記抵抗を介して上記接合
端子に結合されて、その抵抗両端間の電圧が第１の電圧
に組合わされ、接合端子に温度補償された第２の電圧が
生成される。その第２の電圧は入力電圧に従って変化す
る。また、第２の電圧は第１の電圧に従ってレベル・シ
フトされる。温度補償され、レベル・シフトされた第２
の電圧は比較器の入力に結合されて、その比較器の出力
信号を変化させ、出力供給電圧を制御する。
第１図は、供給電圧Ｂ＋を調整する集積回路である調整
器１００を含むテレビジョン受像機（図示せず）の電源
装置の概要を示したものである。゛電圧Ｂ＋は、例えば
、テレビジョン受像機の水平偏向回路あるいは出力段９
９を付勢するために吏用される。
器１００を含むテレビジョン受像機（図示せず）の電源
装置の概要を示したものである。゛電圧Ｂ＋は、例えば
、テレビジョン受像機の水平偏向回路あるいは出力段９
９を付勢するために吏用される。
電圧Ｂ＋を表わす電圧Ｖ＋は出力段９９から得られる。
その電圧Ｖ＋は直列結合された抵抗器６０１゜６０４．
６０２を含む分圧器６０５に供給される。抵抗器６０４
は可動子ｋを含み、その可動子に＆こは、例えば電圧Ｂ
＋を表わす電圧が生成される。可動子にの位置を変える
ことによって調整可能とされる可動子にの電圧は、抵抗
器６０７を経て誤差増幅器６１０の反転入力端子６０８
に結合される。
６０２を含む分圧器６０５に供給される。抵抗器６０４
は可動子ｋを含み、その可動子に＆こは、例えば電圧Ｂ
＋を表わす電圧が生成される。可動子にの位置を変える
ことによって調整可能とされる可動子にの電圧は、抵抗
器６０７を経て誤差増幅器６１０の反転入力端子６０８
に結合される。
受像機のＣＲＴのビーム電流に比例した小電圧が変圧器
Ｔの安定化巻線を介して端子６１１に結合されて、ビー
ム電流を示す電圧ＶＮｘＮ工が形成される。
Ｔの安定化巻線を介して端子６１１に結合されて、ビー
ム電流を示す電圧ＶＮｘＮ工が形成される。
ビーム電流に変化が生じた時に変化する電圧ｖＮ工、工
は、この発明を実施したレベル・シフタ６００を経て誤
差増幅器６１０の非反転入力端子に結合されて、入力電
圧ＶＮＸＮが生成される。レベル・シフタ６００は端子
６１１と６０９との間に、電圧ＶＢＧで決定される一定
のオフセット電圧を設定する。電圧ＶＢｏはバンドギャ
ップ型電圧源６９９で生成される。そのバンドギャップ
型電圧源６９９は電圧ｖＢ。
は、この発明を実施したレベル・シフタ６００を経て誤
差増幅器６１０の非反転入力端子に結合されて、入力電
圧ＶＮＸＮが生成される。レベル・シフタ６００は端子
６１１と６０９との間に、電圧ＶＢＧで決定される一定
のオフセット電圧を設定する。電圧ＶＢｏはバンドギャ
ップ型電圧源６９９で生成される。そのバンドギャップ
型電圧源６９９は電圧ｖＢ。
を一定に維持して、その電圧ｖＢｏがツェナーダイオー
ドを使用した場合よりも構成要素の経時変化や公差によ
る影響を強く受けないようにするので有利である。調整
器１００の帰還構成については後述するが、電圧Ｂ＋は
電圧Ｖ工、が電圧■、工、に等しくなるようにされる。
ドを使用した場合よりも構成要素の経時変化や公差によ
る影響を強く受けないようにするので有利である。調整
器１００の帰還構成については後述するが、電圧Ｂ＋は
電圧Ｖ工、が電圧■、工、に等しくなるようにされる。
積分フィルタ６１２は増幅器６１０の反転入力端子６０
８と出力端子６１８との間に結合されていて、調整器１
００のループ・フィルタを構成する。端子６１８に生成
されるフィルタ誤差電圧Ｖ。は加算器６１３の第１の入
力端子に供給される。水平周波数鋸歯状波発生器９８は
上方向にランプする（ ｕｐｒａｍｐｉｎｇ）部分を有
する水平周波数信号を生成し、それは加算器６１３で誤
差電圧■ｏに加えられる。その加算信号もまた上方向に
ランプするが、それはパルス幅変調器として動作する比
較器６１５の反転入力端子６１４に供給される。
８と出力端子６１８との間に結合されていて、調整器１
００のループ・フィルタを構成する。端子６１８に生成
されるフィルタ誤差電圧Ｖ。は加算器６１３の第１の入
力端子に供給される。水平周波数鋸歯状波発生器９８は
上方向にランプする（ ｕｐｒａｍｐｉｎｇ）部分を有
する水平周波数信号を生成し、それは加算器６１３で誤
差電圧■ｏに加えられる。その加算信号もまた上方向に
ランプするが、それはパルス幅変調器として動作する比
較器６１５の反転入力端子６１４に供給される。
その上方向にランプしている部分の間で、加算器６１３
の出力が比較器６１５の非反転入力端子に結合される一
定の直流電圧ＶＲＦ、Ｆよりも正になる時。
の出力が比較器６１５の非反転入力端子に結合される一
定の直流電圧ＶＲＦ、Ｆよりも正になる時。
比較器６１５の出力端子６１５ａにおける負方向に向か
う変遷が緩衝増幅器６１６を経てスイッチモード電源出
力段６１７のスイッチ６１７ｂの制御端子６１７ａに結
合される。
う変遷が緩衝増幅器６１６を経てスイッチモード電源出
力段６１７のスイッチ６１７ｂの制御端子６１７ａに結
合される。
出力段６１７の入力端子６１７ｃは未調整電圧ＶＵＲに
結合される。調整された電圧Ｂ＋は出力段６１７の出力
端子６１７ ｄに生成される。
結合される。調整された電圧Ｂ＋は出力段６１７の出力
端子６１７ ｄに生成される。
各水平期間にスイッチ６１７ｂが導通している期間Ｈは
誤差増幅器６１０の誤差電圧Ｖ。のレベルによって決定
される。従って、調整された電圧Ｂ十は電圧ＶＮ工、に
よって決定さね、る。前述のように、電圧ＶＮ工、は以
下に詳しく述べるこの発明を実施したレベル・シック６
００によって生成される。
誤差増幅器６１０の誤差電圧Ｖ。のレベルによって決定
される。従って、調整された電圧Ｂ十は電圧ＶＮ工、に
よって決定さね、る。前述のように、電圧ＶＮ工、は以
下に詳しく述べるこの発明を実施したレベル・シック６
００によって生成される。
第２図は第１ｊ図のレベル・シフタ６００と誤差増幅器
６１０の回路図を示す。第１図及び第２図の同じ番号は
同じ物あるいは機能を示す。第２図のレベル・シフタ６
００は広範囲な周囲温度１例えば０℃乃至７０℃にわた
って温度補償されて、その範囲内の温度変化によっては
実質的に影′ｌを受けない電圧ＶＮ工、を生成する。
６１０の回路図を示す。第１図及び第２図の同じ番号は
同じ物あるいは機能を示す。第２図のレベル・シフタ６
００は広範囲な周囲温度１例えば０℃乃至７０℃にわた
って温度補償されて、その範囲内の温度変化によっては
実質的に影′ｌを受けない電圧ＶＮ工、を生成する。
温度補償電流制御器６５０はレール（ｒａｉｌ）信号線
９００に制御電圧ｖＢＲを発生する。そのレール信号線
９００はトランジスタＱ１４２．Ｑ７２５． Ｑ７２７
ｋＱ７３６、Ｑ７３７の各ベース電極に結合されている
。
９００に制御電圧ｖＢＲを発生する。そのレール信号線
９００はトランジスタＱ１４２．Ｑ７２５． Ｑ７２７
ｋＱ７３６、Ｑ７３７の各ベース電極に結合されている
。
それらのトランジスタのエミッタ電極は対応する抵抗器
を経て一定の直流電圧Ｖｃｃに結合されている。電流制
御器６５０は、温度変化時に上記各トランジスタのコレ
クタ電流が実質的に一定に維持されるように電圧ｖＢＲ
を制御する。電流制御器６５０に類似する装置の１例が
、”ＶＢＥ電圧源温度補償回路網“と題するステラフラ
ー氏の米国特許第３．８８６，４３５号に記載されてい
る。
を経て一定の直流電圧Ｖｃｃに結合されている。電流制
御器６５０は、温度変化時に上記各トランジスタのコレ
クタ電流が実質的に一定に維持されるように電圧ｖＢＲ
を制御する。電流制御器６５０に類似する装置の１例が
、”ＶＢＥ電圧源温度補償回路網“と題するステラフラ
ー氏の米国特許第３．８８６，４３５号に記載されてい
る。
レベル・シフタ６００はトランジスタＱ ７３６とＱ７
３７を含み、それらのトランジスタのエミッタ電流は同
じ値を有する抵抗器Ｒ７２８，Ｒ６’ｌによって制御さ
れて、温度補償されるそれらのトランジスタの各コレク
タ電流は互いに等しくされる。トランジスタＱ ７３７
のコレクタは、トランジスタＱ７３３゜Ｑ ７３４ 、
Ｑ ７３５を含む電流ミラー装置に結合されている。
３７を含み、それらのトランジスタのエミッタ電流は同
じ値を有する抵抗器Ｒ７２８，Ｒ６’ｌによって制御さ
れて、温度補償されるそれらのトランジスタの各コレク
タ電流は互いに等しくされる。トランジスタＱ ７３７
のコレクタは、トランジスタＱ７３３゜Ｑ ７３４ 、
Ｑ ７３５を含む電流ミラー装置に結合されている。
また、トランジスタＱ ７３７のコレクタはトランジス
タＱ７３４のコレクタに結合され、トランジスタＱ ７
３５のエミッタはトランジスタＱ ７３３とＱ７３４の
各ベースに結合されている。トランジスタＱ７３５はト
ランジスタＱ７３３とＱ７３４の各々に対してベース電
流駆動を行なう。トランジスタＱ７３４のエミッタは抵
抗器Ｒ７３２を経て接地されている。トランジスタＱ
７３４のベース及ヒエミッタの両電極間のＰ−Ｎ接合は
、トランジスタＱ７３３のベース−エミッタ電圧の温度
に関連した変動を補償する温度補償を行なう。トランジ
スタＱ７３３のエミッタは抵抗器Ｒ７３１を経て、第１
図の電圧ＶＮ工、工が生成される端子６１１に結合され
ている。
タＱ７３４のコレクタに結合され、トランジスタＱ ７
３５のエミッタはトランジスタＱ ７３３とＱ７３４の
各ベースに結合されている。トランジスタＱ７３５はト
ランジスタＱ７３３とＱ７３４の各々に対してベース電
流駆動を行なう。トランジスタＱ７３４のエミッタは抵
抗器Ｒ７３２を経て接地されている。トランジスタＱ
７３４のベース及ヒエミッタの両電極間のＰ−Ｎ接合は
、トランジスタＱ７３３のベース−エミッタ電圧の温度
に関連した変動を補償する温度補償を行なう。トランジ
スタＱ７３３のエミッタは抵抗器Ｒ７３１を経て、第１
図の電圧ＶＮ工、工が生成される端子６１１に結合され
ている。
抵抗器Ｒ７３１の値は抵抗器Ｒ７３２の値に等しい。
ダイオード回路網６７５によって、電圧ＶＮ工、工がい
ずれの極性の予め定められた制限をも越えることがない
ようにされる。トランジスタＱ７３３のコレクタは接合
端子７３３ＡにおいてトランジスタＱ７３６のコレクタ
に結合されている。
ずれの極性の予め定められた制限をも越えることがない
ようにされる。トランジスタＱ７３３のコレクタは接合
端子７３３ＡにおいてトランジスタＱ７３６のコレクタ
に結合されている。
電圧Ｖ が零であると仮定する。この場合、ＮＩＮエ
トランジスタＱ７３３ 、 Ｑ７３４ 、 Ｑ ７３５
の電流ミラー装置は、トランジスタＱ７３５のベース電
流ヲ無視することができるのでトランジスタＱ７３４の
コレクタ゛ｔ ａ ｉ Ｏ７−ＩＡに等しいコレクタ間
流ｉへりっっをトランジスタＱ７３３内に生成する。上
述のように電圧Ｖ が零の時、トランジスタＱ７３６
のゴレＮ工Ｎエ クタ電流ｉＱ ７３６は広い温度領域にわたってトラン
ジスタＱ７３７のコレクタ電流１Ｑ７３７に等しくなる
。
の電流ミラー装置は、トランジスタＱ７３５のベース電
流ヲ無視することができるのでトランジスタＱ７３４の
コレクタ゛ｔ ａ ｉ Ｏ７−ＩＡに等しいコレクタ間
流ｉへりっっをトランジスタＱ７３３内に生成する。上
述のように電圧Ｖ が零の時、トランジスタＱ７３６
のゴレＮ工Ｎエ クタ電流ｉＱ ７３６は広い温度領域にわたってトラン
ジスタＱ７３７のコレクタ電流１Ｑ７３７に等しくなる
。
また、電圧Ｖ が零の時、電流’Ｑ７３４の電流ミＮ
工Ｎエ ラーであるコレクタ電流１Ｑ７３３は広い温度領域にわ
たって電流”Ｑ７３７に等しく、また、電流ｉＱ ７３
６にも等しい。
工Ｎエ ラーであるコレクタ電流１Ｑ７３３は広い温度領域にわ
たって電流”Ｑ７３７に等しく、また、電流ｉＱ ７３
６にも等しい。
バンドギャップ型電圧源６９９は抵抗器Ｒ７２９を介し
て端子７３３Ａに結合される温度補償された基準電圧Ｖ
Ｂｏを供給する。上述のように、電圧外□、エクタによ
って与えられる端子７３３Ａにおけるインピーダンスは
高いので、抵抗器Ｒ７２９の電流１Ｒ７２９は零となり
、それ故、端子７３３Ｎにおける電圧は電圧ＶＢｏに等
しくなる。従って、この発明によれば、電圧Ｖ が零
の時、電圧ＶＮＩＮは電圧ＶＢ。
て端子７３３Ａに結合される温度補償された基準電圧Ｖ
Ｂｏを供給する。上述のように、電圧外□、エクタによ
って与えられる端子７３３Ａにおけるインピーダンスは
高いので、抵抗器Ｒ７２９の電流１Ｒ７２９は零となり
、それ故、端子７３３Ｎにおける電圧は電圧ＶＢｏに等
しくなる。従って、この発明によれば、電圧Ｖ が零
の時、電圧ＶＮＩＮは電圧ＶＢ。
Ｎ工Ｎ工
に等しい量だけレベル・シフトされる。
端子６１１における電圧Ｖ が零でない時は、）Ｉ工
Ｎ工 ′１流１Ｑ７３６と１Ｑ７３７は等しくならない。電流
’Ｑ７３３と’Ｑ７３６の間の差電流によって抵抗器Ｒ
７２９の両端間に電圧が生成され、端子７３３Ａにおけ
る電圧ｖＮＩＮに対応する変化が生ずる。トランジスタ
Ｑ７３３は電圧Ｖ に対して共通ベース増Ｎ工Ｎ工 幅器として結合され、また、抵抗器Ｒ７３１とＲ７２９
は図示の通りに等しいので、利得あるいは電圧Ｖ と
電圧Ｖ との間の比は１となり、利得Ｎ工Ｎ
Ｎ工Ｎ工１を有する増１＠器が生ずる。
Ｎ工 ′１流１Ｑ７３６と１Ｑ７３７は等しくならない。電流
’Ｑ７３３と’Ｑ７３６の間の差電流によって抵抗器Ｒ
７２９の両端間に電圧が生成され、端子７３３Ａにおけ
る電圧ｖＮＩＮに対応する変化が生ずる。トランジスタ
Ｑ７３３は電圧Ｖ に対して共通ベース増Ｎ工Ｎ工 幅器として結合され、また、抵抗器Ｒ７３１とＲ７２９
は図示の通りに等しいので、利得あるいは電圧Ｖ と
電圧Ｖ との間の比は１となり、利得Ｎ工Ｎ
Ｎ工Ｎ工１を有する増１＠器が生ずる。
この発明の他の実施例では、電圧ＶＢｏに等しい量だけ
電圧■ に対してレベル・シフトされるＮ工Ｎ工 電圧ｖＮ工、は、正及び負の値の間の領域で生ずる電圧
Ｖ の変動に追随する。
電圧■ に対してレベル・シフトされるＮ工Ｎ工 電圧ｖＮ工、は、正及び負の値の間の領域で生ずる電圧
Ｖ の変動に追随する。
Ｎ工Ｎ工
電圧ｖＢｏは温度補償されて、例えばツェナーダイオー
ドに対して狭い許容範囲を有する。更に、構成要素の経
時変化は、例えばツェナーダイオードの降服電圧に影響
を与える程度には電圧ＶＢｏに対しては影響を与えない
。更に、レベル・シフタ６００によって生ずるレベル・
シフトは、ビーム電流入力端子と差動増幅器の非反転入
力端子との間に挿入さ７ｎ、たツェナーダイオードを利
用してレベル・シフトを行なう従来技術の対応するレベ
ル・シックによって生ずるレベル・シフトと比較する時
、それよりも温度、経時変化、雑音に対して影響を受け
ないので有利である。
ドに対して狭い許容範囲を有する。更に、構成要素の経
時変化は、例えばツェナーダイオードの降服電圧に影響
を与える程度には電圧ＶＢｏに対しては影響を与えない
。更に、レベル・シフタ６００によって生ずるレベル・
シフトは、ビーム電流入力端子と差動増幅器の非反転入
力端子との間に挿入さ７ｎ、たツェナーダイオードを利
用してレベル・シフトを行なう従来技術の対応するレベ
ル・シックによって生ずるレベル・シフトと比較する時
、それよりも温度、経時変化、雑音に対して影響を受け
ないので有利である。
温度変化によって電流１Ｑ７３６に１例えば上述の変化
を電流１Ｑ７３３に引き起して、どのような小さな温度
変化であってもそれが電流ＩＱ７３６と１Ｑ７３３との
間の差電流に影響を与えることがないようにする。それ
故、′工圧Ｖ が零である時は、電圧Ｎ工Ｎ工 ■ はコレクメ電流’ Ｑ ７３６と１Ｑ７３７とによ
ってＮｌＮ 影響を受けず、温度補償される電圧ｖＢｏによってすべ
て決定されるので有利である。
を電流１Ｑ７３３に引き起して、どのような小さな温度
変化であってもそれが電流ＩＱ７３６と１Ｑ７３３との
間の差電流に影響を与えることがないようにする。それ
故、′工圧Ｖ が零である時は、電圧Ｎ工Ｎ工 ■ はコレクメ電流’ Ｑ ７３６と１Ｑ７３７とによ
ってＮｌＮ 影響を受けず、温度補償される電圧ｖＢｏによってすべ
て決定されるので有利である。
電圧Ｖ が零とは著しく相違している時でもＮ工Ｎ工
温度補償が十分に行なわれることが分かる。この場合、
温度補償が不十分であれば、第２図では接地されている
例えば抵抗器Ｒ７３２の端子を、零とは異なる例えば電
圧Ｖ に関係した電圧に結合Ｎ工Ｎ工 することによって温度補償を更に改善することができる
。
温度補償が不十分であれば、第２図では接地されている
例えば抵抗器Ｒ７３２の端子を、零とは異なる例えば電
圧Ｖ に関係した電圧に結合Ｎ工Ｎ工 することによって温度補償を更に改善することができる
。
上述のように、僅差の許容限度に維持される電圧ｖＢｏ
は温度補償され、構成要素の経時変化による実質的な影
響を受けない。それ故、テレビジョン受像機内に第１図
の調整器１００を取付ける前に工場温度バーンイン（ｂ
ｕｒｎ −ｉｎ）工程が不要になるので有利である。更
に、抵抗器６０１．６０４．６０２を含む分圧器６０５
は、第２図のレベル・シック６００のレベル・シフト機
能を行なうためにツェナーダイオードが使用される従来
技術の回路におけるよりも狭い許容範囲に対してだけ補
償を行なうために必要とされるので有利である。
は温度補償され、構成要素の経時変化による実質的な影
響を受けない。それ故、テレビジョン受像機内に第１図
の調整器１００を取付ける前に工場温度バーンイン（ｂ
ｕｒｎ −ｉｎ）工程が不要になるので有利である。更
に、抵抗器６０１．６０４．６０２を含む分圧器６０５
は、第２図のレベル・シック６００のレベル・シフト機
能を行なうためにツェナーダイオードが使用される従来
技術の回路におけるよりも狭い許容範囲に対してだけ補
償を行なうために必要とされるので有利である。
電圧Ｖ工、がトランジスタＱ７２１のベースに供給され
る。１対のトランジスタＱ１４５とＱ１４６のクランプ
動作によって電圧Ｖ工、が電圧ＶＢｏ以上になること、
あるいは所定の大きさを越えて電圧ＶＢ。
る。１対のトランジスタＱ１４５とＱ１４６のクランプ
動作によって電圧Ｖ工、が電圧ＶＢｏ以上になること、
あるいは所定の大きさを越えて電圧ＶＢ。
以下になることが阻止される。電圧Ｖ工、は反転入力端
子６０８に供給され、また、電圧ＶＮ工、は誤差増幅器
６１０の非反転入力端子６０９に供給される。
子６０８に供給され、また、電圧ＶＮ工、は誤差増幅器
６１０の非反転入力端子６０９に供給される。
増幅器６１０は、差動増幅器として結合されたトランジ
スタＱ １４８ （！： Ｉ−ランジス７ Ｑ １４９
の組合せエミッタ電流を生成するトランジスタ１４２に
より形成された電流源を含む。トランジスタＱ１４８と
Ｑ１４９の各ベースはトランジスタＱ７２１とＱ７２３
の各エミッタにそれぞれ結合されている。トランジスタ
Ｑ ７２１ 、 Ｑ ７２３はエミッタ・ホロワとして
動作して電圧ｖ Ｖ をトランジスタＱ１４８、Ｑ
ＩＮ−ＮｌＮ １４９）各ベースにそれぞれ供給する。
スタＱ １４８ （！： Ｉ−ランジス７ Ｑ １４９
の組合せエミッタ電流を生成するトランジスタ１４２に
より形成された電流源を含む。トランジスタＱ１４８と
Ｑ１４９の各ベースはトランジスタＱ７２１とＱ７２３
の各エミッタにそれぞれ結合されている。トランジスタ
Ｑ ７２１ 、 Ｑ ７２３はエミッタ・ホロワとして
動作して電圧ｖ Ｖ をトランジスタＱ１４８、Ｑ
ＩＮ−ＮｌＮ １４９）各ベースにそれぞれ供給する。
トランジスタＱ １４８とＱ １４９のコレクタに結合
されている電流ミラー装置６１０ｂは、第１図の積分フ
ィルタ６１２に供給される電流１６１０をトランジスタ
Ｑ １４８ （！： Ｑ １５３の各コレクタ電流間の
差に等しくさせる。その結果、第１図のフィルタ６１２
に供給される電流ｉ６□。は電圧Ｖ工、とｖＮ工、との
間の差に比例する。その比例係数は誤差増幅器６１０の
利得によって決定される。
されている電流ミラー装置６１０ｂは、第１図の積分フ
ィルタ６１２に供給される電流１６１０をトランジスタ
Ｑ １４８ （！： Ｑ １５３の各コレクタ電流間の
差に等しくさせる。その結果、第１図のフィルタ６１２
に供給される電流ｉ６□。は電圧Ｖ工、とｖＮ工、との
間の差に比例する。その比例係数は誤差増幅器６１０の
利得によって決定される。
第３図乃至第６図はこの発明の他の実施例であるレベｋ
・シフ７６００ａ、 ６００ｂ、 ６００ｃ１６００
ｄを示す。第２図乃至第６図において、類似の部分ある
いは機能の数字及び記号は第３図、第４図、第５図、第
６図において文字ａ、ｂ、ｃ、ｄを含むことを除いて同
じである。
・シフ７６００ａ、 ６００ｂ、 ６００ｃ１６００
ｄを示す。第２図乃至第６図において、類似の部分ある
いは機能の数字及び記号は第３図、第４図、第５図、第
６図において文字ａ、ｂ、ｃ、ｄを含むことを除いて同
じである。
第３図において、第２図の回路に使用されている抵抗器
Ｒ７３１とＲ７３２は除去されている。それらの抵抗器
Ｒ７３１とＲ７３２が無ければ、第３図の増・福器６０
０ａの利得は１よりも高くなるので有利である。
Ｒ７３１とＲ７３２は除去されている。それらの抵抗器
Ｒ７３１とＲ７３２が無ければ、第３図の増・福器６０
０ａの利得は１よりも高くなるので有利である。
第３図において、ターイオードＤ と温度補償ｍａ
された電流源工□８はトランジスタＱ７３７ａとＱ ７
３６ ａのコレクタ電流を１例えば等しくする。同様に
。
３６ ａのコレクタ電流を１例えば等しくする。同様に
。
トランジスタＱ ７３４ ａはトランジスタＱ ７３３
ａのコレクタ電流を、例えば、電圧Ｖ が零の時に
。
ａのコレクタ電流を、例えば、電圧Ｖ が零の時に
。
Ｎ工Ｎエ
トランジスタＱ ７３７ ａとＱ ７３６ ａの各コレ
クタ電流０こ等しくする。
クタ電流０こ等しくする。
第４図において、電圧ＶＮ工、よりはトランジスタＱ
７３３ ｂとＱ ７３４ ｂの各エミッタ間に差動的に
供給される。この装Ａは改善された共通モード阻止性能
を有するので有利である。
７３３ ｂとＱ ７３４ ｂの各エミッタ間に差動的に
供給される。この装Ａは改善された共通モード阻止性能
を有するので有利である。
第５図において、対応するトランジスタの型、Ｎ−Ｐ−
ＮあるいはＰ−Ｎ−Ｐは第２図のものと逆であるので、
所望であれば、電圧ＶＮＩＮ工。は大地の代りに電圧■
。０を基準にすることができる。
ＮあるいはＰ−Ｎ−Ｐは第２図のものと逆であるので、
所望であれば、電圧ＶＮＩＮ工。は大地の代りに電圧■
。０を基準にすることができる。
第６図では、エミッタ・ホロワとして結合されているト
ランジスタＱ７５０を使用しているため。
ランジスタＱ７５０を使用しているため。
電圧ＶＮ工、工ｄに対する入力インピーダンスは第２図
の電圧Ｖ に対するよυも高いので有利であＮ工Ｎよ る。
の電圧Ｖ に対するよυも高いので有利であＮ工Ｎよ る。
第１図はこの発明の１実施例である。レベル・シフタを
含む電源調整器回路の概要を示す図、第２図は第１図の
レベル・シフタの詳細を示す図。 第３図乃至第６図はこの発明の他の実施例におケルレベ
ル・シフタを示す図、である。 ６００・・・レベル・シフタ、■ ・・・供給電圧。 Ｒ Ｂ十・・・出力電圧、６１７ｂ・・・導電性素子、６１
０・・・比較器、■・・・比較器の出力信号、Ｑ７３３
・・・第１のトランジスタ、１Ｑ７３７・・・第１の分
岐回路の電流、 ７３３Ａ・・・接合端子、 Ｑ７３３
ＳＱ７３４．Ｑ７３５・・・電流ミラー装置、■ ・
・・入力電圧、６１１Ｎ工Ｎ工 ・・・入力電圧の電圧源、Ｒ７２９・・・第１の抵抗、
■ ・・・第１の電圧、６９９・・・第１の電圧の電圧
Ｇ 源、■ ・・・第２の電圧。 Ｎ工Ｎ
含む電源調整器回路の概要を示す図、第２図は第１図の
レベル・シフタの詳細を示す図。 第３図乃至第６図はこの発明の他の実施例におケルレベ
ル・シフタを示す図、である。 ６００・・・レベル・シフタ、■ ・・・供給電圧。 Ｒ Ｂ十・・・出力電圧、６１７ｂ・・・導電性素子、６１
０・・・比較器、■・・・比較器の出力信号、Ｑ７３３
・・・第１のトランジスタ、１Ｑ７３７・・・第１の分
岐回路の電流、 ７３３Ａ・・・接合端子、 Ｑ７３３
ＳＱ７３４．Ｑ７３５・・・電流ミラー装置、■ ・
・・入力電圧、６１１Ｎ工Ｎ工 ・・・入力電圧の電圧源、Ｒ７２９・・・第１の抵抗、
■ ・・・第１の電圧、６９９・・・第１の電圧の電圧
Ｇ 源、■ ・・・第２の電圧。 Ｎ工Ｎ
Claims (1)
- （１）供給電圧の電圧源と； 上記供給電圧に結合されていて出力電圧を発生する制御
可能な導電性素子と； 比較器を含み、上記導電性素子に結合されていて、上記
比較器の出力信号に従って上記導電性素子の導通度を変
えて上記出力電圧を制御する手段と； 第１のトランジスタを含み、第１の分岐回路の電流に応
答してその電流の電流ミラーである電流を上記第１のト
ランジスタの第１の主電流導通電極に発生させ、その第
１の主電流導通電極が接合端子において第２の分岐回路
に結合されてその第２の分岐回路の電流の少なくとも一
部を通すようにされている電流ミラー装置と； 上記第１のトランジスタに結合された入力電圧の電圧源
であって、上記第１の主電流導通電極の上記電流を変化
させて、上記入力電圧に従って変化し且つ上記第１の主
電流導通電極の上記電流と上記第２の分岐回路の上記電
流との間の差に関係した電流を生成する電圧源と； 上記接合端子に結合されていて、上記差に関係した電流
を導通させて上記入力電圧に従って変化する電圧を両端
間に生成する第１の抵抗と；上記第１の抵抗を介して上
記接合端子に結合された温度補償された第１の電圧の電
圧源であって、上記第１の抵抗の両端間の電圧が上記第
１の電圧に組合わされて、上記入力電圧に従って変化し
且つ上記第１の電圧に従つてレベル・シフトされる温度
補償された第２の電圧を上記接合端子に生成し、その温
度補償され、レベル・シフトされた第２の電圧は上記比
較器の入力に供給されてその比較器の出力信号を変化さ
せて上記出力電圧を制御するようにされている電圧源と
； を備えた、出力電圧を制御する入力電圧をレベル・シフ
トするレベル・シフタを含む電源装置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US06/943,187 US4714871A (en) | 1986-12-18 | 1986-12-18 | Level shifter for a power supply regulator in a television apparatus |
| US943187 | 1986-12-18 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63166367A true JPS63166367A (ja) | 1988-07-09 |
| JP2863164B2 JP2863164B2 (ja) | 1999-03-03 |
Family
ID=25479223
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62321128A Expired - Fee Related JP2863164B2 (ja) | 1986-12-18 | 1987-12-17 | 電源装置 |
Country Status (11)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4714871A (ja) |
| EP (2) | EP0475056B1 (ja) |
| JP (1) | JP2863164B2 (ja) |
| KR (1) | KR960011730B1 (ja) |
| AT (2) | ATE91577T1 (ja) |
| AU (2) | AU605519B2 (ja) |
| CA (1) | CA1287104C (ja) |
| DE (2) | DE3752033T2 (ja) |
| ES (2) | ES2099109T3 (ja) |
| FI (1) | FI84544C (ja) |
| SG (1) | SG83073A1 (ja) |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4847546A (en) * | 1987-04-07 | 1989-07-11 | Bobier Electronics, Inc. | Solar panel output enhancement circuit |
| US4769590A (en) * | 1987-11-02 | 1988-09-06 | Tektronix, Inc. | Differential level shifter employing current mirror |
| US4853647A (en) * | 1988-05-02 | 1989-08-01 | Rca Licensing Corp. | Current gain compensation arrangement |
| US5532619A (en) * | 1994-12-15 | 1996-07-02 | International Business Machines Corporation | Precision level shifter w/current mirror |
| FR2742921A1 (fr) * | 1995-12-20 | 1997-06-27 | Philips Electronics Nv | Appareil d'affichage d'images sur un tube a rayons cathodiques |
Family Cites Families (19)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3668541A (en) * | 1970-03-23 | 1972-06-06 | Teledyne Inc | Current compensator circuit |
| US4010401A (en) * | 1970-12-13 | 1977-03-01 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Constant-voltage converter having beam current detector |
| JPS527159Y2 (ja) * | 1971-08-13 | 1977-02-15 | ||
| DE2324045A1 (de) * | 1973-05-12 | 1974-11-28 | Bosch Fernsehanlagen | Geregeltes hochspannungsgeraet fuer kathodenstrahlroehren |
| US3891935A (en) * | 1973-09-21 | 1975-06-24 | Rca Corp | Transistor biasing arrangement |
| US3916331A (en) * | 1973-12-26 | 1975-10-28 | Texas Instruments Inc | Low power, high impedance, low bias input configuration |
| US4221979A (en) * | 1977-12-08 | 1980-09-09 | Rca Corporation | Non-inverting buffer circuits |
| DE2833996C2 (de) * | 1978-08-03 | 1984-12-13 | Robert Bosch Gmbh, 7000 Stuttgart | Transistorverstärker |
| US4292654A (en) * | 1979-12-20 | 1981-09-29 | Rca Corporation | Deflection system and switched-mode power supply using a common ramp generator |
| US4361816A (en) * | 1980-06-30 | 1982-11-30 | Rca Corporation | Current mirror amplifiers with programmable gain |
| DE3025719C2 (de) * | 1980-07-08 | 1983-06-23 | Deutsche Itt Industries Gmbh, 7800 Freiburg | Integrierbare Schaltungsanordnung zur Versorgungsspannungsregelung nach dem Schaltregler-Prinzip in Fernsehgeräten |
| DE3028589C2 (de) * | 1980-07-28 | 1982-10-14 | Norddeutsche Mende Rundfunk Kg, 2800 Bremen | Geregeltes Sicherheits-Schaltnetzteil |
| JPS5857807A (ja) * | 1981-10-02 | 1983-04-06 | Sony Corp | 電圧制御可変利得回路 |
| DE3213838A1 (de) * | 1982-04-15 | 1983-10-27 | Philips Patentverwaltung Gmbh, 2000 Hamburg | Integrierte schaltungsanordung mit einem spannungs-strom-wandler |
| DE3217512A1 (de) * | 1982-05-10 | 1983-11-10 | Siemens AG, 1000 Berlin und 8000 München | Schaltungsanordnung zur pegelumsetzung |
| US4525663A (en) * | 1982-08-03 | 1985-06-25 | Burr-Brown Corporation | Precision band-gap voltage reference circuit |
| US4580090A (en) * | 1983-09-16 | 1986-04-01 | Motorola, Inc. | Maximum power tracker |
| DE3341074A1 (de) * | 1983-11-12 | 1985-05-23 | Telefunken Fernseh Und Rundfunk Gmbh, 3000 Hannover | Schaltnetzteil, insbesondere fuer einen fernsehempfaenger, mit einer schutzschaltung zur begrenzung des primaerstroms |
| US4607249A (en) * | 1985-05-08 | 1986-08-19 | Bbrr-Brown Corporation | Input level shifting circuit for low voltage digital-to-analog converter |
-
1986
- 1986-12-18 US US06/943,187 patent/US4714871A/en not_active Expired - Lifetime
-
1987
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- 1987-12-09 ES ES198787310847T patent/ES2041696T3/es not_active Expired - Lifetime
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- 1987-12-09 DE DE87310847T patent/DE3786543T2/de not_active Expired - Fee Related
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- 1987-12-11 FI FI875462A patent/FI84544C/fi not_active IP Right Cessation
- 1987-12-17 JP JP62321128A patent/JP2863164B2/ja not_active Expired - Fee Related
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1990
- 1990-10-12 AU AU64605/90A patent/AU631688B2/en not_active Ceased
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
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