JPS6010929A

JPS6010929A - デイジタル・フイルタ初期化方法

Info

Publication number: JPS6010929A
Application number: JP59095792A
Authority: JP
Inventors: アンドレ・デズブラシユ; クロ−ド・ギヤラン; ロベ−ル・ベルモ−ゴ−シイ
Original assignee: International Business Machines Corp
Current assignee: International Business Machines Corp
Priority date: 1983-06-30
Filing date: 1984-05-15
Publication date: 1985-01-21
Also published as: JPS6364093B2; EP0130263A1; DE3376943D1; US4593161A; EP0130263B1

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】［産業上の利用分野］本発明は電話通信の分野に関するものであり、更に詳細
に説明すれば、電話システムにおいて生じるエコーによ
る干渉の除去に関する。

［従来技術］大低の場合、電話による２者の会話は、１つの両方向性
２線式回線による伝送部分と、２つの単方向性２線式回
線による伝送部分とがある。多数のハイブリッド変換器
と呼ばれる装置が、２線式回線と４線式回線の接合部に
設けられているが、その変換器には、２つの単方向性経
路を互いに完全に分離する能力がなく、従って、インピ
ーダンスの不平衡によ゛つてエコーを生じるという欠点
がある。

一般に、エコーを動的に複製するために、エコーは一方
の単方向性経路上に信号を分析するように設計された装
置を用いて抑圧され、複製された信号と、他方の単方向
経路上の未処理信号との差を取出す。一般にエコーの伝
送短離が長くなるにつれて、分析される信号の持続時間
は長くなる。

自己適応ディジタル・フィルタは、信号を分析し、エコ
ーを複製するのにしばしば使われる。その結果、分析さ
れる信号の持続時間が長ければ長いほど、遅延線または
フィルタは長くなる。これはハードウェア作成上の結点
である。更に、フィルタ係数の数がフィルタの長さに比
例するので、濾波動作を適切に実行し、フィルタをその
環境に自己適応できるようにするのに大きな計算能力が
必要である。

（Ｐ　Ｂ　ＸまたはＣｘのような）交換システムが用い
られる電話網では、ハイブリッド変換器の負荷特性は、
通話によって異なり、かつ通話中に予期しない変化を受
けるので、フィルタは、少なくとも理論的には、通話ご
とに完全に再調整され、かつこの動作は極めて迅速に遂
行されなければならない。その複雑さは再調整される係
数の数によって異なる。

［発明が解決しようとする問題点コ本発明が解決しようとする問題点は、上述のような従来
技術につきものの比較的長距離の電話回線上のエコーを
消去することである。

［問題点を解決するための手段］本発明の前記問題点を解決するための手段は、エコー消
去回路のディジタル適応フィルタを下記のステップによ
り初期化することである。

（１）一様振幅スベクトルを表わすサンプル信号列　１
を単方向性経路を介して送信する。

（２）所定期間のエコー信号サンプル列を収集する。

（３）エコー信号サンプル列の高速フーリエ変換を決定
する。

（４）前記変換の項を回転する。

（５）回転された項の高速逆フーリエ変換を決定する。

（６）逆変換によって与えられた項を分類し、エコー消
去回路の適応フィルタの初期係数として使われる項を選
択する。

［実施例］第２図は、アナログ部分およびディジタル部分の混成に
なる通信ネットワークの実施態様を示す。

例えば、電話機Ｔ１およびＴ２の間のアナログ部分は、
両方向性２線式回線Ｌ２、Ｌ２、Ｌｌ、Ｌ８、単方向性
２線式回線Ｌ３、Ｌ４、Ｌ５、Ｌ６、公衆または専用電
話交換網ＳＷＩ、ＳＷ２、およびハイブリッド変換器Ｈ
１、Ｈ２を含む。ＮＴＷと呼ばれるディジタル部分は、
プロセッサＰ１、Ｐ２と呼ばれる２つの信号処理装置、
ならびにディジタル通信経路ＬＬを含む。プロセッサＰ
１、Ｐ２は、アナログ・ディジタル（Ａ／Ｄ）変換器（
図示せず）、ディジタル・アナログ（Ｄ／Ａ）変換器（
図示せず）、変復調（モデム）装置（図示せず）、およ
び網制御装置（図示せず）を含む。

第２図において、Ｔ１からＴ２に送られる電気信号は、
Ｌｌ、ＳＷＩ、Ｌ２、ＨｌおよびＬ３を介して進み、逆
に、Ｔ２からＴ１への信号はＬ４、Ｈｌ、Ｌ２．ＳＷＩ
およびＬｌを介して送られるが、これは理論的には間違
っていないが実際には、Ｌ４を介してＴ１に送られた信
号の一部分がＬ３を介してＴ２に返送される。これがエ
コーと呼ばれる干渉信号であって、エコー消去回路によ
り取除く必要がある。このようなエコーは、Ｈｌの左に
ある回路のインピーダンス、すなわちＨｌの負荷によっ
て変化する。この負荷は、Ｔ１〜Ｈ１の経路が設定され
て始めて定義される。

前述のように、エコーに関連するネットワークには、デ
ィジタル伝送が行なわれる部分（波線で囲まれた部分Ｎ
ＴＷ）が含まれ、Ｔ１に関するサービス信号と音声信号
とを含むアナログ信号は、プロセッサＰ１を介して進む
。一般に、Ａ／ＤおよびＤ／Ａ変換ならびにモデム動作
はプログラム式マイクロプロセッサによって実行される
。モデムには、例えば、両側波帯直交搬送波（Ｄ　Ｓ　
Ｂ　−ＱＣ）変調方式を用いるＩ　ＢＭ３８６５モデム
を用いることがある。このモデムは、Ａ／Ｄ変換器（図
示せず）によって供給され、各々が一定数（Ｋ）のビッ
トから成るビット群に分割された伝送ビット列を呼出す
。このビット群の各々は、以下、６にビット″と呼ぶ。

このモデムは空間の２つの直交搬送波によって定義され
た区域に関する記号Ａ（ｎ）を、各にビットに対応させ
る。１つの変調搬装波の合成から生じる信号波は通信経
路ＬＬを介して進む。

Ｐ２、Ｈ２およびＳＷ２を含む通信網の部分は、ＳＷＩ
、ＨｌおよびＰｌを含む部分と同じである。

いま、電話機Ｔ１の加入者（Ｓｌ）が電話機Ｔ２の加入
者（Ｓ２）と通話しようとしているものとする。加入者
Ｓ１は送受器を取り上げ、Ｔ２の局番をダイヤルする。

この局番は交換網ＳＷＩによって識別され、ＳＷｌは、
最初にこの特定の接続に関連したプロセッサＰ１を選択
し、Ｔ１はＰｌに接続される。この時点で、Ｈｌに関連
したエコーを生成する要素が完全に定義される。加入者
Ｓ１が加入者Ｓ２の番号をダイヤルできることを、加入
者Ｓ１に知らせるトーン信号が先づプロセッサＰ１によ
って生成・送信され、加入者Ｓ１は加入者Ｓ２の番号を
ダイヤルする。この番号はプロセッサＰ１が受取り、プ
ロセッサＰ１はその番号を符号化してプロセッサＰ２に
送信する。このプロセスが終了すると、Ｐｌは、後に説
明するように、エコー消去動作に使用可能になる。エコ
ー信号消去は初期化段階を含み、この段階はエコーの経
路が確立されると直ちに開始されるが、極めて迅速に実
行し、加入者Ｓ１と８２の通話が始まる前に完了しなけ
ればならない。

Ｐ２は、Ｐｌから受取った符号化ビットを復号し、加入
者Ｓ２を呼出す。Ｓ２を送受器を取り上げろと直ちに、
Ｈ２を含むエコー経路を構成する　１要素が定法される
。Ｔ２の送受器の取り上げ（応答動作）によって生じた
信号は、プロセッサＰ２によって検出される。′この時
点で、しかも実際の通話開始前にＰ２はエコー消去装置
を初期化しなければならない６Ｈｌを含むエコー経路とＨ２を含むエコー経路とは同じ
要素で構成されている。従って、この２つのエコー経路
のどちらか一方についてのエコー消去回路および初期化
手順を次に説明する。

第３図には、従来のエコー消去回路（例えば、Ｍ、　５
ｏｎｄｈｉ、　”Ａｎ　Ａｄａｐｔｉｖｅ　Ｅｃｈｏ　
Ｃａｎｃｅｌｌｅｒ”、ＢｅｌｌＳｙｓｔｅｍ　Ｔｅｃ
ｈｎｉｃａｌ　Ｊｏｕｒｎａｌ、　Ｖｏｌ、　４６．　
Ｎｏ、　３゜Ｍａｒｃｈ　１９６７、　ｐｐ　４９７−
５１１の論文参照）が示されている。この回路の機能は
プロセッサＰ２によって実行できる。エコー消去回路に
おいて、エコーの複製“ｅ″″がディジタル・フィルタ
で生成され、Ａ／Ｄ変換器８から出力されたディジタル
信号とともに加算器１０の入力に印加される。ディジタ
ル・フィルタは、遅延線１２、乗算器１３および加算器
１４を含み、遅延線１２に複数の接点が設けられ、接点
の各々は乗算器１３に接続されている。加算器１４から
エコー複製信号゛″ｅＩ＋が供給される。Ｃ（ｉ）計算
装置１８は、加算器１０の出力信号の変化を分析するこ
とにより、乗算器１３の乗算係数（Ｃ（ｉ））を計算す
る。係数Ｃ（ｉ）は傾斜法によって計算できる。加算器
１０の出力信号、およびＤ／Ａ変換器２０の入力信号に
関するその他の処理は、モデムによって実行された処理
動作のように、プロセスと表示されたブロックで処理さ
れる。このような、ＩＢＭ３８６５モデムによって実行
しうる動作は、本発明の部分を構成するものではないの
で、その詳細な説明は省略する。

遅延線１２の長さは、原則としてエコーがプロセッサＰ
２に戻る、すなわちＤ／Ａ変換器２０からＨ２を介して
Ａ／Ｄ変換器８に進むのに必要な時間に比例するはずで
ある。次に、この時間が、Ｐ２とＨ２の間の約１６００
ｋｍの距離に相当するｌ　６　ｍ　ｓよりも常に少ない
ものと仮定する。しかし、変換器８および２０で処理さ
れたディジタル信号は、１／Ｔ＝８ＫＨｚ　−電話回線
で使用される周波数帯の信号のすイキスト周波数　−の
速度でサンプリングされる。

従って、１６ｍ５の信号は１２８のサンプルを与える。

それ故に、遅延線１２には約１２８の接点があるはずで
あるから、１２８の係数Ｃ（ｉ）が初期化され、゛シス
テム動作中に動的に調整されなければならないが、その
ために必要な計算能力を得るのは極めて困難である。

本発明はこのような困難を克服しようとするものである
。回線Ｌ８に接続された電話機Ｔ２の応答状態を検出す
ると、プロセッサＰ２は、一様振幅スベクトルを表わす
初期化数列を生成し、Ｄ／Ａ変換器２０に接続された単
方向性回線を介して送信する。このような数列は、米国
特許第４０８９０６１号に説明されている。

初期化数列の特性が与えられると、サンプルをｘ　（ｎ
）と表示するならば、によって定義された数列（ｘ　（ｎ）　）のフーリエ変
換は次の数列を生じる：（１）ただし、Ａ＝定数ｅ＝自然対数の底ｊ＝　１ Φに＝Ｘ（ｈ）の位相Ｒｅ　（Ｘ　（ｘ）　）およびＩｍ　（ｘ　（ｋ）　）
はそれぞれ、Ｘ　（ｋ）の実数部および虚数部を表わす
。

ｈ　（ｎ）をエコー経路のインパルス応答とし。

ｎ　＜　０またはｎ　＞　Ｎ　−１の場合、ｈ　（ｎ）
＝Ｏとし、Ｎは所定の整数であるものと仮定する。また
、（ｚ　（ｎ）　）は、（ｘ　（ｎ）　）の伝送結果と
してＡ／Ｄ変換器８の出力に生じたエコー信号サンプ／
ｌ／（７）数、、１１あ、ゎｆ）、オゎ１８、次、ヵ１
よ、。っ。　１ｚ　（ｎ）、＝ｘ　（ｎ）■ｈ（ｎ）　
（２）ただし、■はたたみこみ演算を示す。

そって、Ｚ　（ｋ）　、　Ｘ　（ｋ）　・Ｈ（ｋ）　（
３）ただし、Ｚ　（ｋ）　、Ｘ　（ｋ）およびＨ（ｋ）
はそれぞれ、離散フーリエ変換（ＤＦＴ）であり、実際
には、それぞれ、ｚ　（ｎ）　、ｘ　（ｎ）およびｈ　
（ｎ）の高速フーリエ変換（ＦＦＴ）の形で計算される
。

よって。

ｈｌ（ｋ）＋ｊｈ２（ｋ）＝（１／Ａ）［ｚｌ（ｋ）＋
ｊｚ２（ｋ）］・［ｃｏｓΦに−ｊ　ｓｉｎΦｋｌ　（
５）ただし、ｚｌおよびｚ２はＺ　（ｋ）の成分、ｈｌ
およびｈ２はＨ（ｋ）の成分を表わす。従って、ｈｌ（
ｋ）＝（１／Ａ）［ｚｌ（ｋ）・ｃｏｓΦに＋ｚ２（ｋ
）　・ｓｉｎΦｋ］　（６）ｈ２（ｋ）＝（１／Ａ）［
ｚ２（ｋ）・ｃｏｓΦに−ｚｌ（ｋ）・ｓｉｎΦにコ　
（７）このように、周波数領域においてＺ　（ｋ）の成
分を（−ΦＫ）だけ回転することにより、Ｈ（ｋ）の成
分を得ることができる。そして、時間領域における所望
のインパルス応答は逆フーリエ変換によって得られる。

前記インパルス応答のサンプルｈ　（ｎ）は、フィルタ
係数に割当てられた値を表わす。

ｈ　（ｎ）は次式で表わされる。

周知のように、多数の複素数値ｘ　（ｎ）の数列は、こ
れらの数列の周波数スペクトルがほぼ一定の振幅（一様
振幅）であるので、前述の要求に適合する。第１表は、
振幅Ａ＝１０２４に正規化された数列の例である（表は
左から右、上部から下部に読む）。

第１表複湘崗虹歳列０　−３９２　−７２４　−９４６−１０２４　−９４
６　−７２４　−３９２０　９４６　７２４　３９２−
１０２４　３９２　７２４　−９４６１０２４　−７２
４　０　７２４−１０２４　７２４　０　−７２４０　
−３９２　７２４　−９４６　１０２４　−９４６　７
２４　−３９２１０２４−１０２４　１０２４−１０２
４　１０２４−１０２４　１０２４−１０２４０　３９
２　−７２４　９４６−１０２４　９４６　−７２４　
３９２１０２４　−７２４　０　７２４−１０２４　７
２４　０　−７２４０　９４６　−７２４　−３９２　
１０２４　−３９２　−７２４　９４６１０２４　０−
１０２４　０　１０２４　０−１０２４　００　９４６
　７２４　−３９２−１０２４　−３９２　７２４　９
４６１０２４　７２４　０　−７２４−１０２４　−７
２４　０　７２４ｏｏｏｏｏｏｏ。

１０２４　９４６　７２４　３９２　０　−３９２　−
７２４　−９４６０　７２４　１０２４　７２４　０　
−７２４−１０２４　−７２４１０２４　３９２　−７
２４　−９４６　０　９４６　７２４　−３９２Ｔ２の
応答状態が検出されると、プロセッサＰ２は、Ｄ／Ａ変
換器２０、従って、単方向性″送信″回線Ｌ５に、初期
化数列の実数部（ＣＲ）とそれに続く虚数部（ＣＩ）を
送信する。これらの成分はすべてＲ２のメモリ（図示せ
ず）にあらかじめ記憶されている。そして、Ｒ２は単方
向性“受信″回線Ｌ６上のエコー信号を収集・分析する
。こうして、Ａ／Ｄ変換器８の出力に生じたサンプルは
分析される。後に説明するように、信頼性を高めるため
に、幾つかの数列が繰返し送信される。

第４図には、初期化数列の送信（ＸＯＮ）およびその受
信（ＲＯＭ）に関するタイミング図が示されている。時
刻ｔｏにおいて、プロセッサＰ２は、最初に、１６　ｍ
　ｓの信号期間を表わす１２８のサンプル（第１表参照
）から成る（“′実数列″と呼ばれる）実数部の数列Ｃ
ＲＩを送信する。続いて、（ＣＲ２と表示された）同じ
数列が再送信され、次いで、最初の数列の一部分　−こ
の部分はＣＲ３と表示され、実数部の数列（ＣＲ）の最
初の６４個の値、を含む　−が再送信される。

このプロセスは、１２８のサンプルから成る（″虚数列
″と呼ばれる）虚数部の数列ＣＩＩの送信の場合も繰返
され、１目早の再送信（ＣＩ２、Ｃｌ５）が行なわれる
。従って、完全な初期化数列の期間は２０　ｍ　ｓの数
倍となり、音声信号を２０　ｍ　ｓのセグメントの形式
でディジタル的に処理するシステムにおいて本発明を簡
単に実施することができる。

受信端（ＲＯＭ）において、プロセッサＰ２だけが、時
刻ｔ　１　＝　ｔ　Ｏ＋　１６　ｍ　ｓにおいて、Ａ／
Ｄ変換器８の入力で受取った信号のサンプルを取込み始
める。従って、エコーが約１６００ｋｍの距離を進むも
のと仮定すると、信号の伝播時間τは、τ＜　１６　ｍ
　ｓであり、かつ初期化数列がプロセッサＰ２から送出
される時刻と、エコーがＲ２の入力に達する時刻の間、
更に正確にいえば、Ｄ／Ａ変換器２０の入力と、Ａ／Ｄ
変換器８の出力の間の値である。その結果、Ａ／Ｄ変換
器８の出力の読取りは、数列ＣＲＩを表わすサンプル・
ブロックの受取りが開始されてから開始される。このブ
ロックは繰返されるので、受取った実数部の値ｚｌ（ｎ
）のブロックを得るには、Ｎ＝１２８の連続サンプルを
保持するだけでよい。これらの１２８個のサンプルは、
プロセッサＰ２による実際のエコー受信の開始と、その
検出の開始の間の遅延へτに相当する位相シフトによる
円順列の対象となる、実数部数列ＣＨの項のブロックに
対応する。数列Ｚｌ　（ｎ）における１２８個のサンプ
ルは、プロセッサＰ２によりメモリＭＥＭ　（第４図に
図示せず）に記憶される。そして、プロセッサＰ２は、
２４　ｍ　ｓのエコーを分析するのを中止し、位相外れ
の虚数部数列ＣＩの項から成る数列ｚ２（ｎ）に相当す
る１２８個のサンプルを取込む。ｚｌ（ｎ）とｚ２（ｎ
）の間は中断されるから、位相シフト、従って、実部お
よび虚部の数列の等しいランク（ｎ）の項の円順列は同
じであるので、１組の値ｚｌ　（ｎ）＋ｊｚ２　（ｎ）
＝ｚ（ｎ）を形成し、前述のように使用することができ
る。これらの値はプロセッサＰ２で使用され、エコー消
去回路のフィルタ係数の初期値を計算する。

第１図には、エコー消去回路のフィルタ係数Ｃ（ｋ）の
初期値を決定するためプロセッサＰ２で実行される動作
が示されている。数列（ｚ　（ｎ））の高速フーリエ変
換（ＦＦＴ）が最初に計算され、下吹のような複素数項
すなわちベクトルＺ　（ｋ）が与えられる。

ただし、ベクトルＺ　（ｋ）は−Φにだけ回転されてお
り、ｋ＝ｏ、１、・・・・、１２７はＦＥＴの項の数列
（Ｚｋ）における項Ｚｋのランクを表わす。項Φには数
列ｘ　（ｎ）を特徴づけ、下記の式によって位相が定義
される。

Φｋ　−ａｒｃｔａｎ　（Ｉｎ＋（Ｘ（ｋ））／Ｒｅ（
Ｘ（ｋ）））　（１０）数列（ｚ（ｋ））の実数部およ
び虚数部はそれぞれ、（Ｚｌ（ｋ））および（ｚ　２（
ｋ））と表示される。乗算器（ＭＵＬＴ）で、数列（ｚ
　１（ｋ））および（Ｚ　２（ｋ））にｓｉｎΦにおよ
びｃｏｓΦｋを掛ける６項ｓｕｎΦにおよびＣＯ８Φに
は、第２表に示すように、正弦表および余弦表にあらか
じめ記憶されている。

］第２表１０２４に正　ヒされたｓｉｎΦに７２４　７５９　８５１　９６４　１０２４　９２６　
５６９　−５０７２４　３４５　−２００　−７５９−
１０２４　−６８８　２００　９６４７２４　１０２４
　５６９　−４３８−１０２４　−３４５　８５１　６
８８７２４　−４３８−１００４　５０　１０２４　−
５０−１００４　４３８７２４　６８８　−８５１　−
３４５　１０２４　−４３８　−５６９　１０２３７２
４　−９６４　２００　６８８−１０２４　７５９　−
２００　−３４５７２４　−５０　−５６９　９２６−
１０２４　９６４　−８５１　７５９７２４　−９２６
　１００４−１０２３　１０２４−１０２３　１０（）
４　−９２６７２４　−７５９　８５１　−９６４　１
０２４　−９２６　５６９　５０７２４　−３４５　−
２００　７５９−１０２４　６８８　２００　−９６４
７２４−１０２４　５６９　４３８−１０２４　３４５
　８５１　−６８８７２４　４３８−１００４　−５０
　１０２４　５０−１００４　−４３８７２４　−６８
８　−８５１　３４５　１０２４　４３８　−５６９−
１０２３７２４　９６４　２００　−６８８−１０２４
　−７５９　−２００　３４５７２４　５０　−５６９
　−９２６−１０２４　−９６４　−８５１　−７５９
１０２４に　ヒされたｃｏｓΦに７２４　−５０　−８５１　−９２６　０　９６４　５
６９　−７５９−７２４　−９２６　２００　１０２３
　０−１０２３　２００　９２６７２４　−７５９　−
５６９　９６４　０　−９２６　８５１　−５０−７２
４　−３４５　１００４　−７５９　０　６８８　−１
００４　９６４７２４　−１０２３　８５１　−４３８
　０　３４５　−５６９　６８８−７２４　４３８　−
２００　５０　０　５０　−２００　４３８７２４　−
６８８　５６９　−３４５　０　４３８　−８５１　１
０２３−７２４　９６４　−１００４　６８８　０　−
７５９　１００４　−３４５７２４　５０　−８５１　
９２６　０　−９６４　５６９　７５９−７２４　９２
６　２００−１０２３　０　１０２３　２００　−９２
６−７２４　−４３８　−２００　−５０　０　−５０
　−２００　−４３８項ｚ　１（ｋ）ｃｏｓΦｋ　、　
ｚｌ（ｋ）ｓｉｎΦｋ　、　ｚ２（ｋ）ｃｏｓΦにおよ
びｚ２（ｋ）ｓｉｎΦには乗算器に出力され、次し１で
、加算器（ＡＤＤ）で加算され、１／Ａ（例えば、Ａ＝
１０２４）に等しい前もって記録されている利得値が掛
けられ、次式を形成する。

ｈｌ（ｋ）＝（１／Ａ）［ｚｌ（ｋ）ｃｏｓΦに＋ｚ２
（ｋ）ｓｉｎΦｋｌ　（１１）ｈ２（ｋ）＝（１／Ａ）
　［ｚ２（ｋ）ｃｏｓΦに−ｚｌ　（ｋ）ｓｉｎΦｋ］
　（１２）項ｈ　１　（ｋ）およびｈ２（ｋ）はそれぞ
れ、複素数列（Ｈ（ｋ））の実数部および虚数部を表わ
す。数列（Ｈ（ｋ））の逆ＦＥＴ　（ＦＥＴ−１）はエ
コーが通る経路のインパルス応答（ｈ　（ｎ）　）を下
記のように生成する。

実際には、遅延Δτは、関数Ｚ　（ｋ）を生じ、ΔΦだ
け回転される。

この回転ΔΦの効果は、乗算器ＭＵＬＴで実行された他
の回転と合同して、関数ｈ　（ｎ）を遅延させるだけで
ある。しかしながら、関数ｈ　（ｎ）の形はそれほど変
形されない。以下に説明するように、本発明のためには
、Δτを無視し、ＦＥＴの項の数列にあるランクｔｔ　
ｋＩ＋を考慮するだけでよい。

次に、サンプルｈ　（ｎ）は比較器において互いに比較
され、最大振幅のサンプル、従って、エコー経路のイン
パルス応答の中心値ｈＯを発見・測定する。そして、ｈ
Ｏの回りの一定数のサンプル（例えば、３１）が取込ま
れる。これらの項ｈｏ、ｈｌ、ｈ２、ｈ−１、ｈ−２等
は、エコー消去回路のフィルタ係数Ｃ（ｉ）の初期値で
ある。これは明らかに、遅延線１２でフィルタの正確な
中心係数Ｃ（０）を適切に発見・使用するだけでなく、
残りの係数Ｃ（１）を所定数の範囲に制限することがで
きる。エコー経路のインパルス応答は第５図に示されて
いる。

本発明の方法は、第６図に示すような型の複数のエコー
・システムによって使用するの９に特に適している。こ
の場合、若し、常に３０前後の係数を有するフィルタ使
用が望ましければ、より高い絶対値を有する３０の項の
ｈ　（ｎ）だけを考慮すべきである。

いかなる場合も、係数の合計数を制限することが望まし
い。そのためには、単一のしきい値を経験的にセットし
、絶対値がしきい値を越える係数だけを保持することが
ある。

第７図では、本発明の方法によって初期化されるフィル
タが示されている。このフィルタの遅延線には１２８の
接点が設けられている。そのうち、係数が指定されてい
る３１の接点だけが使用されている。フィルタが初期化
されると、これらの係数はＯにセットされ、第４図に示
された数列は、時刻１０でＤ／Ａ変換器２０の入力に端
子Ａ（第７図）を介して直接送られ、電話機Ｔ２の応答
状態がプロセッサＰ２によって検出される。１６ｍ５　
１後、Ｂ２のプロセスと表示されたブロックは、加算器
１０（Σ２）の出力信号を受取り、数列（２１（ｎ））
を構成しメモリＭＥＮ（図示せず）に記憶されている１
２８のサンプルを取込む。２４　ｍ　ｓの中断の後、Ｂ
２は次の１６　ｍ　ｓの間に数列（２２（ｎ））の１２
８のサンプルを取込む。そして、プロセッサＰ２は、数
値演算を実行し数列（ｈ　（ｎ））を決定する。次いで
、Ｂ２は、最高の絶対値を有する、１２８のｈ　（ｎ）
項の値の中の特定の１つのランクおよび振幅を決定する
。この項はｈＯと呼ばれる。ｈＯのランクは遅延線の初
期値ｈＯを有する乗算係数が割当てられる接点の位置を
定める。この接点は中心接点と呼ばれ、その両側に他の
初期係数を割当てることができる。計算された初期値ｈ
（ｎ）に対する接点係数をセットするのに用いる手段は
、Ｂ２のプロセス・ブロックとフィルタの間のリンクと
して図示されている。このリンクは初期値と表示された
出力に接続されている。

前述の説明は、簡単なタイプのエコー（第５図参照）を
意味する。当業者は、本発明の方法を複数エコー（第６
図参照）の消去に適応させるのに必要な若干の変更を容
易に行なうことができる。

フィルタがいったん初期されると、遅延線の入力Ｂを用
い点Ｂ１とＢ２を接続して、通話者の音声の伝送を開始
できる。そして、システムは動的モードに移行し、エコ
ー消去回路の係数はＣ（ｉ）計算装置１８による傾斜法
により１通常の方法で調整される。

［発゛明の効果コ一様振幅の複素数列の長さをエコーが進む距離に対応さ
せ、接続時間を１６　ｍ　ｓ以上にすることができる。

また、米国特許第４０４７０１３号で説明されているよ
うな、実数項を含む初期化数列、または、必ずしも一定
ではない振幅を有する項の数列でさえも、本発明の初期
化方法を適用しながら、使用することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の方法を示す図、第２図は本発明が使用
される通信ネットワークを示す図、第３図は本発明の方
法に従って初期化される従来のエコー消去回路を示す図
、第４図はエコー消去回路のフィルタの数列を初期化す
るタイミング図、第５図および第６図はエコー経路のイ
ンパルス応答を示す図、第７図は第３図の回路の詳細を
示す図である。８・・・・Ａ／Ｄ変換器、１０・・・・加算器、１２・
・・・遅延線、１３・・・・乗算器、１４・・・・加算
器、１８・・・・Ｃ（ｉ）計算装置、２０・・・・Ｄ／
Ａ変換器。出願人　インターナショナル・ビジネス・マシーンズ・
コーポレーション復代理人　弁理士　篠　１）　文　雄Ｃ（ｋ）第２図ｐフ第８図

Claims

【特許請求の範囲】エコー経路を有する混成型電話設備において生じるエコ
ーと呼ばれる雑音信号の消去回路におけるディジタル・
フィルタを初期化する方法であって、平坦なスペクトルと呼ばれる一様振幅スベクトルを現わ
す信号のサンプルの数列をエコー経路を介して送信し、エコー信号のサンプルの数列を収集し、エコー信号のサ
ンプルの数列の高速フーリエ変換の項を計算し、高速フーリエ変換の項の数列におけるそれぞれのランク
によってあらかじめ決められた位相角だけ前記高速フー
リエ変換の項を回転し。前記回転によって得られた項の逆高速フーリエ変換の項
を計算し、前記逆変換によって与えられた項を分類し、前記逆変換
の最大振幅項の位置を決定するとともにその振幅を測定
し、前記最大振幅項の両側に位置する、前記逆変換の所定数
の項を選択・測定し、前記分類ステップおよび前記所定数の項を選択・測定す
るステップによって与えられた情報を用いて前記エコー
消去回路における前記ディジタル・フィルタを初期化す
る、ステップを含むことを特徴とするディジタル・フィルタ
初期化方法。