JPS6013347B2 - 障害中継器検出方式 - Google Patents
障害中継器検出方式Info
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- JPS6013347B2 JPS6013347B2 JP5871275A JP5871275A JPS6013347B2 JP S6013347 B2 JPS6013347 B2 JP S6013347B2 JP 5871275 A JP5871275 A JP 5871275A JP 5871275 A JP5871275 A JP 5871275A JP S6013347 B2 JPS6013347 B2 JP S6013347B2
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
- H04L1/24—Testing correct operation
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Dc Digital Transmission (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は４相位相変調方式等の搬送波ディジタル通信回
線において、端局から試験パターン信号を送出して障害
中継器を探知する障害中継器検出方式に関するものであ
る。
線において、端局から試験パターン信号を送出して障害
中継器を探知する障害中継器検出方式に関するものであ
る。
一般に、多中継回線では伝送路特性の劣化あるし、は機
器劣化踏等により、パルス信号の誤り率が劣化すると、
どの中継区間もしくはどの中継器に障害が生じたかを端
局において探知する必要がある。
器劣化踏等により、パルス信号の誤り率が劣化すると、
どの中継区間もしくはどの中継器に障害が生じたかを端
局において探知する必要がある。
このように、障害中継器を検出する方式として、特定の
試験パターン信号を端局から送出し、この試験パターン
信号を各中継器で正しく受信できたか否か、あるいは、
パルス信号の誤り率はどの程度かを調べる方式が提案さ
れている（昭和４９年電子通信学会全国大会９７８、Ｗ
−４船方式のフオルトロケーション特性、関清三、鷲尾
談 参照）。
試験パターン信号を端局から送出し、この試験パターン
信号を各中継器で正しく受信できたか否か、あるいは、
パルス信号の誤り率はどの程度かを調べる方式が提案さ
れている（昭和４９年電子通信学会全国大会９７８、Ｗ
−４船方式のフオルトロケーション特性、関清三、鷲尾
談 参照）。
この場合、試験パターン信号を検出する中継器の検出回
路は小型で且つ簡単であることが望ましい。したがって
、従来、この種の障害中継器検出回路方式では中継器の
検出回路を簡単化するために、繰り返し周期の短い試験
パターンを使用するのが普通である。しかしながら、短
い周期の試験パターンを用いた場合、伝送路歪の影響を
受けやすく、僅かの伝送路歪があっても、各中継器間で
の受信誤り率に大きな偏差が生じている。このことは商
用信号等のランダム性の高い信号を伝送している場合の
受信誤り率との差が大きいことを意味し、中継器が徐々
に劣化してきた場合等において、高精度に中継器の障害
を検出するには限界があることを示している。本発明の
目的はランダム性の高い実際の信号を模擬するのに適当
な長周期で且つランダムな試験パタ−ン信号を使用した
障害中継器検出方式を提供することである。
路は小型で且つ簡単であることが望ましい。したがって
、従来、この種の障害中継器検出回路方式では中継器の
検出回路を簡単化するために、繰り返し周期の短い試験
パターンを使用するのが普通である。しかしながら、短
い周期の試験パターンを用いた場合、伝送路歪の影響を
受けやすく、僅かの伝送路歪があっても、各中継器間で
の受信誤り率に大きな偏差が生じている。このことは商
用信号等のランダム性の高い信号を伝送している場合の
受信誤り率との差が大きいことを意味し、中継器が徐々
に劣化してきた場合等において、高精度に中継器の障害
を検出するには限界があることを示している。本発明の
目的はランダム性の高い実際の信号を模擬するのに適当
な長周期で且つランダムな試験パタ−ン信号を使用した
障害中継器検出方式を提供することである。
本発明の他の目的は長周期の試験パターンを簡単な構成
で受信することができるパターン検出回路を提供するこ
とである。
で受信することができるパターン検出回路を提供するこ
とである。
本発明のより他の目的は再生搬送波の位相の変化により
、復調パルスの極性が変化してもパターンを検出できる
検出回路を提供することである。
、復調パルスの極性が変化してもパターンを検出できる
検出回路を提供することである。
本発明は実際の信号を良く模擬する試験パタ−ン信号と
して、線形フィードバックレジス夕によって発生される
ランダムに発生した符号と統計的性質の等しい擬似雑音
符号（ＰＮ符号）を使用して、このＰＮ符号によって障
害中継器の検出を行なう方式にある。本発明によれば最
大周期系列信号より短い周期の１ビットのＰＮ符号であ
って「且つ互いにフレーム位相の異なるｍ（＝２）個の
信号系列を送信する手段と、前記ｍ個の信号系列を受信
して「前記１ビットより短い１′ビット周期のＰＮ符号
に変換し、該１′ビット周期のＰＮ符号の誤りを検出す
る手段とを有する障害中継検出方式が得られる。
して、線形フィードバックレジス夕によって発生される
ランダムに発生した符号と統計的性質の等しい擬似雑音
符号（ＰＮ符号）を使用して、このＰＮ符号によって障
害中継器の検出を行なう方式にある。本発明によれば最
大周期系列信号より短い周期の１ビットのＰＮ符号であ
って「且つ互いにフレーム位相の異なるｍ（＝２）個の
信号系列を送信する手段と、前記ｍ個の信号系列を受信
して「前記１ビットより短い１′ビット周期のＰＮ符号
に変換し、該１′ビット周期のＰＮ符号の誤りを検出す
る手段とを有する障害中継検出方式が得られる。
更に、本発明によれば複数のＰＮ符号を入力とし、該Ｐ
Ｎ符号より短いＰＮ符号を送出する排他的論理和回路と
、該排他的論理和回路の出力を受け、このＰＮ符号の誤
りを検出するパターン検出回路とを有する障害中継器検
出装置が得られる。以下、本発明を図面を参照して説明
する。第１図は本発明に係るＰＮ符号発生器の一例を示
す図であり、図に示すように、ＰＮ符号発生器はＮビッ
ト（ここでは５ビット）シフトレジスターと排他的論理
和回路２によって構成される線形フィードバックレジス
タである。
Ｎ符号より短いＰＮ符号を送出する排他的論理和回路と
、該排他的論理和回路の出力を受け、このＰＮ符号の誤
りを検出するパターン検出回路とを有する障害中継器検
出装置が得られる。以下、本発明を図面を参照して説明
する。第１図は本発明に係るＰＮ符号発生器の一例を示
す図であり、図に示すように、ＰＮ符号発生器はＮビッ
ト（ここでは５ビット）シフトレジスターと排他的論理
和回路２によって構成される線形フィードバックレジス
タである。
このＰＮ符号発生器から発生するＰＮ符号の周期はフィ
ードバックのかけ方によって変化し、周期最大の系列信
号を最大周期系列信号と呼ぶ。尚、Ｎビットの場合、最
大周期信号の周期は２Ｎ−１ビットである。第２図はＮ
ビットシフトレジスターの内容を示し、ここではＮ＝５
の場合を示している。
ードバックのかけ方によって変化し、周期最大の系列信
号を最大周期系列信号と呼ぶ。尚、Ｎビットの場合、最
大周期信号の周期は２Ｎ−１ビットである。第２図はＮ
ビットシフトレジスターの内容を示し、ここではＮ＝５
の場合を示している。
次に、第１図及び第２図を参照すると、レジスタ１〜Ｖ
の初期状態がグループＡの中にあれば、第２図中のその
状態から出発して、順次図中の下段の状態へ移り、グル
ープＡの最下段の状態１１１１０から再びグループＡの
最上段の状態１１１１１へ戻る。同様にして、初期状態
がグループＢ又はＣのいずれかの場合には各グループの
中の状態を順次繰り返す。このように、レジスタの内容
が順次変化している場合、任意のレジス夕の内容を時系
列的に出力すると、ＰＮ符号が得られる。
の初期状態がグループＡの中にあれば、第２図中のその
状態から出発して、順次図中の下段の状態へ移り、グル
ープＡの最下段の状態１１１１０から再びグループＡの
最上段の状態１１１１１へ戻る。同様にして、初期状態
がグループＢ又はＣのいずれかの場合には各グループの
中の状態を順次繰り返す。このように、レジスタの内容
が順次変化している場合、任意のレジス夕の内容を時系
列的に出力すると、ＰＮ符号が得られる。
このときの周期はグループＡ、Ｂ及びＣのそれぞれにつ
いて２１ビット、７ビット及び３ビットとなり、各段に
おけるフレーム位相は相互にシフトされた関係にある。
尚、初期値が全“０”の場合、レジスタの内容は変化し
ない。第１図に示すＰＮ符号発生器ではグループＡで動
作しているレジスタＤとしジスタＶの出力信号系列ＰＮ
，及びＰＮ，′を４相位相変調器の２つの入力信号とす
る。
いて２１ビット、７ビット及び３ビットとなり、各段に
おけるフレーム位相は相互にシフトされた関係にある。
尚、初期値が全“０”の場合、レジスタの内容は変化し
ない。第１図に示すＰＮ符号発生器ではグループＡで動
作しているレジスタＤとしジスタＶの出力信号系列ＰＮ
，及びＰＮ，′を４相位相変調器の２つの入力信号とす
る。
この場合、出力信号系列ＰＮ，及びＰＮ，′として、第
２図からも明らかな通り互いに相異なる２１ビット周期
のＰＮ符号が４相位相変調器へ与えられる。４相位相変
調器では２つの信号系列の“１”及び“０”の状態によ
り生ずる４つの状態を変調波の４つの状態に対応させて
、中継器へ送出する。
２図からも明らかな通り互いに相異なる２１ビット周期
のＰＮ符号が４相位相変調器へ与えられる。４相位相変
調器では２つの信号系列の“１”及び“０”の状態によ
り生ずる４つの状態を変調波の４つの状態に対応させて
、中継器へ送出する。
再生中継方式の中継器では４相位相変調波を復調し、パ
ルス再生を行なう。
ルス再生を行なう。
このとき、復魂方式として再生搬送波を用いる同期検波
方式を採用すると、再生パルス信号“１”と“０’’に
は搬送波の位相により４つの場合がある。即ち、２つの
再生パルスの信号系列として、（ＰＮ，、ＰＮ，′）、
（ＰＮ，′、ＰＮ，）、（ＰＮ，、ＰＮＩ′）、（ＰＮ
，′、ＰＮ，）の４つの場合がある。第３図は本発明に
係るパターン検出器を示す図であり、再生パルス信号が
前述した４つのうち、いずれの状態にあるときにも試験
パターンの検出を行なうことができる。
方式を採用すると、再生パルス信号“１”と“０’’に
は搬送波の位相により４つの場合がある。即ち、２つの
再生パルスの信号系列として、（ＰＮ，、ＰＮ，′）、
（ＰＮ，′、ＰＮ，）、（ＰＮ，、ＰＮＩ′）、（ＰＮ
，′、ＰＮ，）の４つの場合がある。第３図は本発明に
係るパターン検出器を示す図であり、再生パルス信号が
前述した４つのうち、いずれの状態にあるときにも試験
パターンの検出を行なうことができる。
第３図を参照すると、このパターン検出器は排他的論理
和回路１１，１２，１３及び１４、送信側のシフトレジ
スタの段数より短いシフトレジスタ１５、１ビットの遅
延素子１６、低減フィル夕１７及びレベル検出器１８と
を有している。このうち、排他的論理和回路１１には４
つの状態にいずれかの状態にある２つの再生パルス信号
系列が供給され、両信号系列の排他的論理和が行なわれ
る。排他的論理和の結果は次式のように、再生パルス信
号がいずれの状態をとる場合にも、ＰＮ２又はＰＮ２の
いずれかである。ＰＮ，由ＰＮ，′＝ＰＮ２ ＰＮ，′由ＰＮ，白ＰＮ２ ＰＮ，■ＰＮ，′＝ＰＮ２ ＰＮ，′■ＰＮ，ＥＰＮ２ …・・・
‘１１ここで、第２図を参照すると、レジスタＤとしジ
スタＶの排他的論理和出力が最右欄に示されているよう
に周期７ビットの排他的論理和回路１１の出力信号系列
となっていることがわかる。
和回路１１，１２，１３及び１４、送信側のシフトレジ
スタの段数より短いシフトレジスタ１５、１ビットの遅
延素子１６、低減フィル夕１７及びレベル検出器１８と
を有している。このうち、排他的論理和回路１１には４
つの状態にいずれかの状態にある２つの再生パルス信号
系列が供給され、両信号系列の排他的論理和が行なわれ
る。排他的論理和の結果は次式のように、再生パルス信
号がいずれの状態をとる場合にも、ＰＮ２又はＰＮ２の
いずれかである。ＰＮ，由ＰＮ，′＝ＰＮ２ ＰＮ，′由ＰＮ，白ＰＮ２ ＰＮ，■ＰＮ，′＝ＰＮ２ ＰＮ，′■ＰＮ，ＥＰＮ２ …・・・
‘１１ここで、第２図を参照すると、レジスタＤとしジ
スタＶの排他的論理和出力が最右欄に示されているよう
に周期７ビットの排他的論理和回路１１の出力信号系列
となっていることがわかる。
したがって、送信側では試験パターンとして２１ビット
周期の２つのＰＮ系列を送信したにも拘らず、受信側の
中継器では７ビットのパターン長をもつＰＮ系列に簡略
化して受信することができる。このように、適当な位相
入ビットだけ異なるＰＮ符号を排他的論理和回路１１で
加算すると、より短い周期を有するＰＮ符号に変換でき
るという性質は最大周期系列以外のＰＮ符号特有の性質
と考えられる。各種のＰＮ符号について検討したところ
、上記のように生成された信号系列肥Ｎ２はより短い段
数のシフトレジス夕により発生されるＰＮ系列（最大周
期系列を含む）に等しいことがわかった。
周期の２つのＰＮ系列を送信したにも拘らず、受信側の
中継器では７ビットのパターン長をもつＰＮ系列に簡略
化して受信することができる。このように、適当な位相
入ビットだけ異なるＰＮ符号を排他的論理和回路１１で
加算すると、より短い周期を有するＰＮ符号に変換でき
るという性質は最大周期系列以外のＰＮ符号特有の性質
と考えられる。各種のＰＮ符号について検討したところ
、上記のように生成された信号系列肥Ｎ２はより短い段
数のシフトレジス夕により発生されるＰＮ系列（最大周
期系列を含む）に等しいことがわかった。
第２図の最右欄に示されたパルス系列は、３段のシフト
レジス外こよって発生されるＰＮ符号の最大周期系列で
あることがわかる。このＰＮ符号は排他的論理和回路１
１から３ビットシフトレジスタ１５及び排他的論理和回
路１２，１３に送られる。
レジス外こよって発生されるＰＮ符号の最大周期系列で
あることがわかる。このＰＮ符号は排他的論理和回路１
１から３ビットシフトレジスタ１５及び排他的論理和回
路１２，１３に送られる。
この場合、シフトレジスター５の初段に入力信号が保持
された状態では排他的論理和回路１１から次の入力信号
が排他的論理和回路１２に与えられているものとすると
、再生パルス信号に誤りがなければ、排他的論理和回路
１３からはＰＮ２のときに全“０”、ＰＮ２のときに全
“１”の信号が送出される。この様子を第５図及び第６
図を参照して説明する。第５図では、排他的論理和回路
１１から出力符号系列として、ＰＮ２が送出される場合
が示されている。この場合、符号系列ＰＮ２は定常状態
において第２図のグループＡの最右欄に示された符号系
列に一致しており、この符号系勿肥Ｎ２が順次３ビット
シフトレジスタ１５に入力される。排他的論理和回路１
２および１３は排他的論理和回路１１の出力とシフトレ
ジスタ１５の２段目出力および排他的論理和回路１２の
出力とシフトレジスタ１５の３段目出力とをそれぞれ入
力する。よって排他的論理和回路１２および１３の出力
は第５図に示したようになり、特に排他的論理回路１３
の出力は全‘４０”となる。排他的論理回路１ １の出
力符号がＰＮ２のときは全く同様にして、定常状態にお
いて第６図に示したような各部の出力が得られ、排他的
論理和回路１３の出力は全“１”となる。排他的論理和
回路１３からの全“０”又は全“１”の出力信号は２つ
に分けられ、一方は直接排他的論理和回路１４へ、他方
は遅延素子１６を介して排他的論理和‐回路１４へ供給
される。再生パルス信号に誤りがない場合、排他的論理
和回路１３の出力は全“０”又は全“１”であるので、
排他的論理和回路１４の出力は第５図および第６図に示
す真理値表（１４の出力の欄）からわかるように全“０
”となる。ここで素子１６は１ビットの時間に相当する
遅延素子である。尚、ここでは第４図に示すように、多
入力を法２で加算する回路を排他的論理和回路と呼ぶ。
しかし、伝送路熱雑音の増加や機器の特性劣化により、
再生パルス信号に誤りが含まれていると、第７図および
第８図に示したように排他的論理和回路１３の出力は全
“０”又は全“１”にはならない。
された状態では排他的論理和回路１１から次の入力信号
が排他的論理和回路１２に与えられているものとすると
、再生パルス信号に誤りがなければ、排他的論理和回路
１３からはＰＮ２のときに全“０”、ＰＮ２のときに全
“１”の信号が送出される。この様子を第５図及び第６
図を参照して説明する。第５図では、排他的論理和回路
１１から出力符号系列として、ＰＮ２が送出される場合
が示されている。この場合、符号系列ＰＮ２は定常状態
において第２図のグループＡの最右欄に示された符号系
列に一致しており、この符号系勿肥Ｎ２が順次３ビット
シフトレジスタ１５に入力される。排他的論理和回路１
２および１３は排他的論理和回路１１の出力とシフトレ
ジスタ１５の２段目出力および排他的論理和回路１２の
出力とシフトレジスタ１５の３段目出力とをそれぞれ入
力する。よって排他的論理和回路１２および１３の出力
は第５図に示したようになり、特に排他的論理回路１３
の出力は全‘４０”となる。排他的論理回路１ １の出
力符号がＰＮ２のときは全く同様にして、定常状態にお
いて第６図に示したような各部の出力が得られ、排他的
論理和回路１３の出力は全“１”となる。排他的論理和
回路１３からの全“０”又は全“１”の出力信号は２つ
に分けられ、一方は直接排他的論理和回路１４へ、他方
は遅延素子１６を介して排他的論理和‐回路１４へ供給
される。再生パルス信号に誤りがない場合、排他的論理
和回路１３の出力は全“０”又は全“１”であるので、
排他的論理和回路１４の出力は第５図および第６図に示
す真理値表（１４の出力の欄）からわかるように全“０
”となる。ここで素子１６は１ビットの時間に相当する
遅延素子である。尚、ここでは第４図に示すように、多
入力を法２で加算する回路を排他的論理和回路と呼ぶ。
しかし、伝送路熱雑音の増加や機器の特性劣化により、
再生パルス信号に誤りが含まれていると、第７図および
第８図に示したように排他的論理和回路１３の出力は全
“０”又は全“１”にはならない。
同図中で排他的論理和回路１１の出力が誤りによりたま
たま０印をつけた１ビットが反転したとすると、そのま
ま３ビットシフトレジス夕１５に読み込まれ、同図中１
３の出力欄に示したように排他的論理和回路１３の出力
が全“０”又は全“１”とならず、ほぼ誤りの数に比例
して逆の符号（全“０”の場合は“１”、全“１”の場
合は“０”）が生じ、したがって排他的論理和回路１４
の出力も全“０”でなく、“１”が含まれた信号が送出
される。
たま０印をつけた１ビットが反転したとすると、そのま
ま３ビットシフトレジス夕１５に読み込まれ、同図中１
３の出力欄に示したように排他的論理和回路１３の出力
が全“０”又は全“１”とならず、ほぼ誤りの数に比例
して逆の符号（全“０”の場合は“１”、全“１”の場
合は“０”）が生じ、したがって排他的論理和回路１４
の出力も全“０”でなく、“１”が含まれた信号が送出
される。
この信号を低減フィル夕（ＬＰＦ）１７に加えて直流成
分をとり出すと、誤りの数にほぼ比例した電圧が得られ
る。この直流電圧はしベル検出器１８に供給され、レベ
ル検出器１８において直流電圧が予め設定されている電
圧を越えたか杏かにより、誤り率が規定値を越えたか否
かの検出を行なう。このように、この実施例では再生パ
ルス信号の“１”と“０”が送信側と逆の状態をとった
場合にも、このパタ−ン検出器は試験パターンの検出及
び誤り率の検出を行なうことができる。
分をとり出すと、誤りの数にほぼ比例した電圧が得られ
る。この直流電圧はしベル検出器１８に供給され、レベ
ル検出器１８において直流電圧が予め設定されている電
圧を越えたか杏かにより、誤り率が規定値を越えたか否
かの検出を行なう。このように、この実施例では再生パ
ルス信号の“１”と“０”が送信側と逆の状態をとった
場合にも、このパタ−ン検出器は試験パターンの検出及
び誤り率の検出を行なうことができる。
また、ＰＮ符号について検討の結果、更に次のような性
質があることがわかった。
質があることがわかった。
即ち、４相位相変調波について〜 ４つの位相をとる確
率は検出すべき符号系勿岬Ｎ２のマーク率に依存する。
例えば、ＰＮ２の符号“１”と“０”の割合が４対３の
場合、変調波位相のｏｏ及び１８０ｏにある確率と、９
００及び２７０ｏにある確率が４対３となる。次に、４
相位相変調波についてｔある位相から他の位相へ遷移す
る時の遷移角はｏｏ、１８０ｏ、９００及び２７００の
４通りあるがト各遷移角の発生確率も前と同様にＰＮ２
のマーク率に依存している。このように「ＰＮ符号を用
いた本発明の検出方式では各位相の存在確率のみならず
、各遷移角の発生確率もほぼ均等にすることができ、試
験パターン信号であるにも拘らず、実際の信号を良く模
擬することができる。上に述べた実施例においては第２
図に示したＮ＝５の場合について説明したが、Ｎとして
更に他の値をとる場合にも同様に本発明を適用できる。
率は検出すべき符号系勿岬Ｎ２のマーク率に依存する。
例えば、ＰＮ２の符号“１”と“０”の割合が４対３の
場合、変調波位相のｏｏ及び１８０ｏにある確率と、９
００及び２７０ｏにある確率が４対３となる。次に、４
相位相変調波についてｔある位相から他の位相へ遷移す
る時の遷移角はｏｏ、１８０ｏ、９００及び２７００の
４通りあるがト各遷移角の発生確率も前と同様にＰＮ２
のマーク率に依存している。このように「ＰＮ符号を用
いた本発明の検出方式では各位相の存在確率のみならず
、各遷移角の発生確率もほぼ均等にすることができ、試
験パターン信号であるにも拘らず、実際の信号を良く模
擬することができる。上に述べた実施例においては第２
図に示したＮ＝５の場合について説明したが、Ｎとして
更に他の値をとる場合にも同様に本発明を適用できる。
例えば、Ｎ＝９については周期４６５ビットのＰＮ符号
を発生させ、２１７ビットだけ位相の異なった２系列信
号を用いると、受信側における排他的論理和回路１１の
出力信号は周期１５ビットの最大周期系列信号となり、
４ビットのシフトレジスタと排他的論理和回路とを縄合
せることにより検出を行なうことができる。また、Ｎ＝
１０の場合には周期８８９ビット、位相差３９１ビット
の２系列信号を送出すると、検出すべきパターンとして
周期７ビットの最大周期系列を得ることができ、第２図
と同じ検出器を使用することができる。
を発生させ、２１７ビットだけ位相の異なった２系列信
号を用いると、受信側における排他的論理和回路１１の
出力信号は周期１５ビットの最大周期系列信号となり、
４ビットのシフトレジスタと排他的論理和回路とを縄合
せることにより検出を行なうことができる。また、Ｎ＝
１０の場合には周期８８９ビット、位相差３９１ビット
の２系列信号を送出すると、検出すべきパターンとして
周期７ビットの最大周期系列を得ることができ、第２図
と同じ検出器を使用することができる。
このように、送出パターン長が長くても、検出器の構成
はそれに比例して複雑になることはない。更に、４相＆
相変調波を周期検波により復調する場合、再生搬送波の
位相により復調信号の磁性あるいは符号“１”、“０”
が一義的に定まるということはないが、第２図の実施例
で説明したように、再生搬送波の極性のいかんによらず
、パターンの検出及び誤り率の検出が可能である。
はそれに比例して複雑になることはない。更に、４相＆
相変調波を周期検波により復調する場合、再生搬送波の
位相により復調信号の磁性あるいは符号“１”、“０”
が一義的に定まるということはないが、第２図の実施例
で説明したように、再生搬送波の極性のいかんによらず
、パターンの検出及び誤り率の検出が可能である。
前述した実施例では４相位相変調方式について説明した
が、８相等、更に多値の変調方式に本発明を適用できる
ことは言うまでもない。
が、８相等、更に多値の変調方式に本発明を適用できる
ことは言うまでもない。
第１図は本発明に使用されるＰＮ符号発生器を示すブロ
ック図、第２図はＰＮ符号発生器で発生されるＰＮ符号
を説明するための図、第３図は本発明に係る障害中継器
検出回路の−実施例を示す図、第４図は排他的論理和回
路を示す図である。 また第５図及び第６図は第３図の検出回路にＰＮ符号が
入力されたときの各部の動作を説明するための図であり
、第７図及び第８図は第３図の検出回路に加わるＰＮ符
号に伝送誤りが含まれている場合の動作を説明する図で
ある。記号の説明、１：Ｎシフトレジスタ、２：排他的
論理和回路、１１，１２，１３，１４：排他的論理和回
路、１５：シフトレジスタ、１６三遅延素子、１７：低
域フィル夕、１８：レベル検出器。 第ｌ図 第２図 第３図 第ム図 第５図 鯖６図 第７図 第８図
ック図、第２図はＰＮ符号発生器で発生されるＰＮ符号
を説明するための図、第３図は本発明に係る障害中継器
検出回路の−実施例を示す図、第４図は排他的論理和回
路を示す図である。 また第５図及び第６図は第３図の検出回路にＰＮ符号が
入力されたときの各部の動作を説明するための図であり
、第７図及び第８図は第３図の検出回路に加わるＰＮ符
号に伝送誤りが含まれている場合の動作を説明する図で
ある。記号の説明、１：Ｎシフトレジスタ、２：排他的
論理和回路、１１，１２，１３，１４：排他的論理和回
路、１５：シフトレジスタ、１６三遅延素子、１７：低
域フィル夕、１８：レベル検出器。 第ｌ図 第２図 第３図 第ム図 第５図 鯖６図 第７図 第８図
Claims (1)
- １ 試験パターン信号を送信して、中継器の障害を検出
する障害中継器検出方式において、予め定められた段数
のシフトレジスタを有するＰＮ符号発生器から、前記シ
フトレジスタの段数によって定まる最大周期系列信号よ
り短い周期のＰＮ符号であって互いにフレーム位相の異
なる２個の信号系列を前記試験パターン信号として送信
し、各中継器においては受信した２個の信号系列の排他
的論理和をとることによりこれらＰＮ符号の最も長い周
期のＰＮ符号よりも短い周期のＰＮ符号に変換し、この
短い周期に変換されたＰＮ符号に対してシフトレジスタ
と排他的論理和回路とを含むパターン検出器により伝送
誤りを検出することを特徴とする障害中継器検出方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5871275A JPS6013347B2 (ja) | 1975-05-19 | 1975-05-19 | 障害中継器検出方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5871275A JPS6013347B2 (ja) | 1975-05-19 | 1975-05-19 | 障害中継器検出方式 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS51134509A JPS51134509A (en) | 1976-11-22 |
| JPS6013347B2 true JPS6013347B2 (ja) | 1985-04-06 |
Family
ID=13092095
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5871275A Expired JPS6013347B2 (ja) | 1975-05-19 | 1975-05-19 | 障害中継器検出方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6013347B2 (ja) |
-
1975
- 1975-05-19 JP JP5871275A patent/JPS6013347B2/ja not_active Expired
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS51134509A (en) | 1976-11-22 |
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