JPS6013601B2 - ロ−デイドライン形移相器 - Google Patents
ロ−デイドライン形移相器Info
- Publication number
- JPS6013601B2 JPS6013601B2 JP53163194A JP16319478A JPS6013601B2 JP S6013601 B2 JPS6013601 B2 JP S6013601B2 JP 53163194 A JP53163194 A JP 53163194A JP 16319478 A JP16319478 A JP 16319478A JP S6013601 B2 JPS6013601 B2 JP S6013601B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- phase shifter
- line
- main line
- stub
- width
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
- H01P1/00—Auxiliary devices
- H01P1/18—Phase-shifters
- H01P1/185—Phase-shifters using a diode or a gas filled discharge tube
Landscapes
- Waveguide Switches, Polarizers, And Phase Shifters (AREA)
- Waveguides (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
この発明は、マイクロ波信号の位相をスイッチングダィ
オ−ドを用いてディジタル的に制御するダイオード移相
器に関する。
オ−ドを用いてディジタル的に制御するダイオード移相
器に関する。
第１図はローディドラィン形移相器の原理図である。
規格化特性インピーダンスＺｍ、長さ１／４波長の主線
路１の両端に、並列に規格化サセプタンスムおよび−ｂ
ｏのサセプタンス素子２．２′を双極双技スイッチ３で
切換えて選択的に後続する構成となっている。このよう
な回路に内部抵抗１の電源４および抵抗値１の負荷５を
接続したとき、回路を通過する信号の位相はスイッチ３
の切換により叫＝２ｂｎ‐１〇………【１’だけ変化す
る。
路１の両端に、並列に規格化サセプタンスムおよび−ｂ
ｏのサセプタンス素子２．２′を双極双技スイッチ３で
切換えて選択的に後続する構成となっている。このよう
な回路に内部抵抗１の電源４および抵抗値１の負荷５を
接続したとき、回路を通過する信号の位相はスイッチ３
の切換により叫＝２ｂｎ‐１〇………【１’だけ変化す
る。
この叫を移相量と称す。さらに王線路１の特性インピー
ダンスをＺｍニｃｏｓｙノ２………ｔ２１に選べば、ス
イッチ３の位魔に依らず回路は主線略１の長さが１′蝿
皮長となる周波数近傍で整合する。ここで主線路１に並
列に接続するサセプタンス素子は、大きさが等しく符号
が反転するように切換えられるものでなければならない
。
ダンスをＺｍニｃｏｓｙノ２………ｔ２１に選べば、ス
イッチ３の位魔に依らず回路は主線略１の長さが１′蝿
皮長となる周波数近傍で整合する。ここで主線路１に並
列に接続するサセプタンス素子は、大きさが等しく符号
が反転するように切換えられるものでなければならない
。
このような条件を満足するサセブタンス素子として、第
２図ａ，ｂおよびｃに示す回路が知られている。第２図
ａおよびｂではスイッチングダイオード６が“ＯＮ”状
態のときの回路のサセプタンスと、“ＯＦＦ”状態のと
きの回路のサセブタンスが所望の大きさで符号が反対と
なるよう、キヤパシタンス７およびィンダクタンス８の
値、あるいは伝送線路９の特性インピーダンスおよび長
さを選ぶ。第２図ｃでは伝送線路１０によりスイッチン
グダイオード６が“ＯＮ”状態および“ＯＦＦ”状態で
呈するサセプタンスを大きさが等しく符号が反対となる
よう変換した後、１／４皮長変成器１１で所望のサセプ
タンスに変換する。これらのうち、，マイクロ波の高い
周波数領域で有用なのは第２図ｂおよびｃに示す伝送線
路を用いたスタプである。
２図ａ，ｂおよびｃに示す回路が知られている。第２図
ａおよびｂではスイッチングダイオード６が“ＯＮ”状
態のときの回路のサセプタンスと、“ＯＦＦ”状態のと
きの回路のサセブタンスが所望の大きさで符号が反対と
なるよう、キヤパシタンス７およびィンダクタンス８の
値、あるいは伝送線路９の特性インピーダンスおよび長
さを選ぶ。第２図ｃでは伝送線路１０によりスイッチン
グダイオード６が“ＯＮ”状態および“ＯＦＦ”状態で
呈するサセプタンスを大きさが等しく符号が反対となる
よう変換した後、１／４皮長変成器１１で所望のサセプ
タンスに変換する。これらのうち、，マイクロ波の高い
周波数領域で有用なのは第２図ｂおよびｃに示す伝送線
路を用いたスタプである。
しかし正しく設計されたスタブを第１図の主線路１に接
続しローディドラィン形移相器を構成しても、良好な回
路の整合は得られない。第３図は第２図ｃのスタブを３
本用い、その相互関隅を１′婚皮長として４５０移相器
を２段縦続接続した形式の９ぴ移相姦である。中央のス
タプの１′蛇皮長変成器１１′の特性インピーダンスは
両端のスタブの１′鰭皮長変成器１１の特性インピーダ
ンスの１′ノ委‘こ選ばれている。第４図は、このよう
な機成による５０脚Ｍ舷帯９び移相器のＶＳＷＲの実測
値をスイッチングダイオード６が“ＯＮ”状態の場合と
“ＯＦＦ”状態の場合について示したものであり、ＶＳ
ＷＲは最大１．４０に達する。このＶＳＷＲの増大の原
因は主線路１とスタプ（１′４皮長変成器１１，１１′
）の接続点のＴ形分岐部の影響に依るものと考えられる
。従来、ＶＳＷＲの増大を補償するためにスタプを構成
する伝送線路の特性インピーダンス（幅）および長さを
実験的に調整したり、移相器の入出力部線路１２、およ
び１３の適当な位置に整合素子を設ける方法がとられて
きた。
続しローディドラィン形移相器を構成しても、良好な回
路の整合は得られない。第３図は第２図ｃのスタブを３
本用い、その相互関隅を１′婚皮長として４５０移相器
を２段縦続接続した形式の９ぴ移相姦である。中央のス
タプの１′蛇皮長変成器１１′の特性インピーダンスは
両端のスタブの１′鰭皮長変成器１１の特性インピーダ
ンスの１′ノ委‘こ選ばれている。第４図は、このよう
な機成による５０脚Ｍ舷帯９び移相器のＶＳＷＲの実測
値をスイッチングダイオード６が“ＯＮ”状態の場合と
“ＯＦＦ”状態の場合について示したものであり、ＶＳ
ＷＲは最大１．４０に達する。このＶＳＷＲの増大の原
因は主線路１とスタプ（１′４皮長変成器１１，１１′
）の接続点のＴ形分岐部の影響に依るものと考えられる
。従来、ＶＳＷＲの増大を補償するためにスタプを構成
する伝送線路の特性インピーダンス（幅）および長さを
実験的に調整したり、移相器の入出力部線路１２、およ
び１３の適当な位置に整合素子を設ける方法がとられて
きた。
しかし、前者の方法ではスタブの物理的長さの変更を伴
うので、調整の都度ダイオードのマウント位置を変える
必要があり、ガソト‘アンド・トライの調整には不向き
である。一方、後者の補償法では、他の移相量を得る回
路と縦縞接続する場合、整合素子があるため段間の電気
的長さに制約が加わるという欠点があった。従って、こ
の発明の目的は、煩雑な調整を必要としたり、他の移相
量を得る回路と接続する場合に制約を受けたりすること
なく、広帯域にわたり良好な整合が得られるローディド
ラィン形移相器を提供するにある。
うので、調整の都度ダイオードのマウント位置を変える
必要があり、ガソト‘アンド・トライの調整には不向き
である。一方、後者の補償法では、他の移相量を得る回
路と縦縞接続する場合、整合素子があるため段間の電気
的長さに制約が加わるという欠点があった。従って、こ
の発明の目的は、煩雑な調整を必要としたり、他の移相
量を得る回路と接続する場合に制約を受けたりすること
なく、広帯域にわたり良好な整合が得られるローディド
ラィン形移相器を提供するにある。
この発明は上記目的を達成するため、ストリップ線路構
造の主線路に、伝送線路と、一端が高周波的に接地され
たダイオードとを縦続接続してなるスタブを略１′４皮
長の間隔で接続してなるローディドラィン形移相器にお
いて、主線路にスタブの接続点からスタブの引出方向と
異なる方向に突出するように、主線路の幅と略等しいか
、もしくはそれより狭い突出幅を持ち、等価的に主線路
に並列に接続された静電容量として作用する突起を形成
したことを特徴とする。
造の主線路に、伝送線路と、一端が高周波的に接地され
たダイオードとを縦続接続してなるスタブを略１′４皮
長の間隔で接続してなるローディドラィン形移相器にお
いて、主線路にスタブの接続点からスタブの引出方向と
異なる方向に突出するように、主線路の幅と略等しいか
、もしくはそれより狭い突出幅を持ち、等価的に主線路
に並列に接続された静電容量として作用する突起を形成
したことを特徴とする。
以下この発明を実施例により詳細に説明する。
第５図は、この発明の一実施例のローディドラィン形移
相器の構成を概略的に示したもので、ＶＳＷＲの増大を
補償するために、主線路１に各スタブの主線路１への接
続点からスタプの引出方向に突出した隣が主線路１の幅
に略等しい短い突起１４を形成した点が第３図に示した
ものと異なっている。また、スタブの各パラメータは論
理計算値の通り作られている。第６図ａ，ｂは第５図の
移相器をより具体的に示したもので、羊線鱗１は裏面に
接地導体１６を数着した叢亀体板１５上に形成されたマ
イクロストリップ線路構造となっている。
相器の構成を概略的に示したもので、ＶＳＷＲの増大を
補償するために、主線路１に各スタブの主線路１への接
続点からスタプの引出方向に突出した隣が主線路１の幅
に略等しい短い突起１４を形成した点が第３図に示した
ものと異なっている。また、スタブの各パラメータは論
理計算値の通り作られている。第６図ａ，ｂは第５図の
移相器をより具体的に示したもので、羊線鱗１は裏面に
接地導体１６を数着した叢亀体板１５上に形成されたマ
イクロストリップ線路構造となっている。
一方、スイッチングダイオード６は譲解体板１５にあげ
た孔１７に収納されて、その一方の電極（この例ではカ
ソード）が台座１８上にマワントされ、他方の電極（ア
／−ド）がリード線１９によりスタプの伝送線路１川こ
接続されている。この例では主線路１をマイクロストリ
ップ線賂構造としたが、線路導体周囲を空間を介して接
地導体で囲んだ形のストリップ線略礎造としてもよい。
この発明によれば、上述したように突起１４を形成した
ことによって、良好な整合を得ることができる。
た孔１７に収納されて、その一方の電極（この例ではカ
ソード）が台座１８上にマワントされ、他方の電極（ア
／−ド）がリード線１９によりスタプの伝送線路１川こ
接続されている。この例では主線路１をマイクロストリ
ップ線賂構造としたが、線路導体周囲を空間を介して接
地導体で囲んだ形のストリップ線略礎造としてもよい。
この発明によれば、上述したように突起１４を形成した
ことによって、良好な整合を得ることができる。
このことは第７図の等価回路から説明できる。すなわち
、主線路１とスタブを機成する１′鰭皮長変成器１１，
１１′との接続則こおけるＴ形分岐部は、１′＆皮長変
成器１１，１１′の幅が主線路１の幅より狭くなってい
て１′４波長変成器１１，１１′を流れる電流が絞り込
まれることから、主線路１に直列に入るィンダクタンス
Ｌ，，−として作用する。このＬ，，−が不整合、つま
りＶＳＷＲの悪化の原因となる。ところがこの発明の如
く突起１４を形成すると、この突起１４は主線路１に並
列に入る容量Ｃとして作用するので、このＣによりＬ，
Ｌによる影響がほぼキャンセルされ、良好な整合状態が
得られるのである。なお、このような効果を得るために
は、突起１４の位置は前述したようにスタブの主線路１
への接続点‘こする必要があり、またその突出幅は主線
路１の幅と略等しいかもし〈はそれより狭いことが望ま
しい。第６図はこの発明の構成による５００仙餌ｚ帯９
０ｏ移相器のＶＳＷＲの実測値を第４図と同機にスイッ
チングダイオード６が“ＯＮ’状態の場合と“ＯＦＦ”
状態の場合について示したもので、ＶＳＷＲの最大値は
１．１４と従来に比し大きく改善されていることが分る
。しかも、この発明によれば突起１４を整合素子として
いることから、主線略からダイオードまでの物理的長さ
の変更を必要としないので、容易にカット・アンド・ト
ライの調整ができ、さらに他の移相童を得る回路と縦続
接続する場合でも、段間の電気的長さは、何等制約を受
けず、したがってより広帯域な整合を得ることができる
という利点を有する。
、主線路１とスタブを機成する１′鰭皮長変成器１１，
１１′との接続則こおけるＴ形分岐部は、１′＆皮長変
成器１１，１１′の幅が主線路１の幅より狭くなってい
て１′４波長変成器１１，１１′を流れる電流が絞り込
まれることから、主線路１に直列に入るィンダクタンス
Ｌ，，−として作用する。このＬ，，−が不整合、つま
りＶＳＷＲの悪化の原因となる。ところがこの発明の如
く突起１４を形成すると、この突起１４は主線路１に並
列に入る容量Ｃとして作用するので、このＣによりＬ，
Ｌによる影響がほぼキャンセルされ、良好な整合状態が
得られるのである。なお、このような効果を得るために
は、突起１４の位置は前述したようにスタブの主線路１
への接続点‘こする必要があり、またその突出幅は主線
路１の幅と略等しいかもし〈はそれより狭いことが望ま
しい。第６図はこの発明の構成による５００仙餌ｚ帯９
０ｏ移相器のＶＳＷＲの実測値を第４図と同機にスイッ
チングダイオード６が“ＯＮ’状態の場合と“ＯＦＦ”
状態の場合について示したもので、ＶＳＷＲの最大値は
１．１４と従来に比し大きく改善されていることが分る
。しかも、この発明によれば突起１４を整合素子として
いることから、主線略からダイオードまでの物理的長さ
の変更を必要としないので、容易にカット・アンド・ト
ライの調整ができ、さらに他の移相童を得る回路と縦続
接続する場合でも、段間の電気的長さは、何等制約を受
けず、したがってより広帯域な整合を得ることができる
という利点を有する。
【図面の簡単な説明】
第１図はローディドラィン形移相器の原理図、第２図ａ
〜ｃはスタブの各種構成例を示す図、第３図は従来のロ
ーディドライン形９００移相器の回略図、第４図はその
ＶＳＷＲ一周波数特性を示す図、第５図はこの発明の一
実施例のローディドラィン形移相器の概略的構成を示す
回路図、第６図ａ，ｂは同移相器をより具体的に示す斜
視図および姿部の断面図、第７図はその作用を説明する
ための等価回略図、第８図はこの発明による移相器のＶ
ＳＷＲ一周波数特性の−例を示す図である。 １・・・・・・主線路、６・・・・・・スイッチングダ
イオード、１１，１１′・…・・１／４波長変成器スタ
ブ、１２，１３・・・・・・入出力部線路、１４…・・
・突起、１５・・・・・・誘電体板、１６・・・・・・
接地導体。 第１図第２図 第３図 第４図 第５図 第６図 第７図 第８図
〜ｃはスタブの各種構成例を示す図、第３図は従来のロ
ーディドライン形９００移相器の回略図、第４図はその
ＶＳＷＲ一周波数特性を示す図、第５図はこの発明の一
実施例のローディドラィン形移相器の概略的構成を示す
回路図、第６図ａ，ｂは同移相器をより具体的に示す斜
視図および姿部の断面図、第７図はその作用を説明する
ための等価回略図、第８図はこの発明による移相器のＶ
ＳＷＲ一周波数特性の−例を示す図である。 １・・・・・・主線路、６・・・・・・スイッチングダ
イオード、１１，１１′・…・・１／４波長変成器スタ
ブ、１２，１３・・・・・・入出力部線路、１４…・・
・突起、１５・・・・・・誘電体板、１６・・・・・・
接地導体。 第１図第２図 第３図 第４図 第５図 第６図 第７図 第８図
Claims (1)
- １ ストリツプ線路構造の主線路に、伝送線路と、一端
が高周波的に接地されたダイオードとを縦続接続してな
るスタブを略１／４波長の間隔で接続してなるローデイ
ドライン形移相器において、前記主線路に前記スタブの
接続点からスタブの引出方向と異なる方向に突出するよ
うに、前記主線路の幅と略等しいか、もしくはそれより
狭い突出幅を持ち、等価的に前記主線路に並列に接続さ
れた静電容量として作用する突起を形成したことを特徴
とするローデイドライン形移相器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP53163194A JPS6013601B2 (ja) | 1978-12-27 | 1978-12-27 | ロ−デイドライン形移相器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP53163194A JPS6013601B2 (ja) | 1978-12-27 | 1978-12-27 | ロ−デイドライン形移相器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5590101A JPS5590101A (en) | 1980-07-08 |
| JPS6013601B2 true JPS6013601B2 (ja) | 1985-04-08 |
Family
ID=15769051
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP53163194A Expired JPS6013601B2 (ja) | 1978-12-27 | 1978-12-27 | ロ−デイドライン形移相器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6013601B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS63121319U (ja) * | 1987-01-31 | 1988-08-05 |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FR2611989A1 (fr) * | 1987-03-06 | 1988-09-09 | Thomson Semiconducteurs | Dispositif hyperfrequence a diodes comportant une ligne triplaque |
| US5140382A (en) * | 1989-02-17 | 1992-08-18 | Sumitomo Electric Industries, Ltd. | Microwave integrated circuit using a distributed line with a variable effective length |
| JP2553793Y2 (ja) * | 1991-01-30 | 1997-11-12 | 日本電気株式会社 | マイクロ波移相器 |
| JP5518539B2 (ja) * | 2010-03-25 | 2014-06-11 | 古野電気株式会社 | 移相器 |
-
1978
- 1978-12-27 JP JP53163194A patent/JPS6013601B2/ja not_active Expired
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS63121319U (ja) * | 1987-01-31 | 1988-08-05 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5590101A (en) | 1980-07-08 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US4495505A (en) | Printed circuit balun with a dipole antenna | |
| US4216446A (en) | Quarter wave microstrip directional coupler having improved directivity | |
| US4127831A (en) | Branch line directional coupler having an impedance matching network connected to a port | |
| US5634208A (en) | Multilayer transmission line using ground metal with slit, and hybrid using the transmission line | |
| Ho et al. | Experimental investigations of CPW-slotline transitions for uniplanar microwave integrated circuits | |
| US3965445A (en) | Microstrip or stripline coupled-transmission-line impedance transformer | |
| US3506932A (en) | Quadrature hybrid coupler | |
| US8228133B2 (en) | Unbalanced-balanced converter | |
| Ang et al. | A broad-band quarter-wavelength impedance transformer with three reflection zeros within passband | |
| JPS6251005B2 (ja) | ||
| US4670724A (en) | Stub-supported transmission line device | |
| US4146896A (en) | 180° Phase shifter for microwaves supplied to a load such as a radiating element | |
| US3950703A (en) | Microcircuit reverse-phased hybrid ring mixer | |
| JPS6013601B2 (ja) | ロ−デイドライン形移相器 | |
| Occello et al. | High-performance compact reflection-type phase shifter operating at 2 GHz using a transdirectional coupler | |
| JPH05251914A (ja) | マイクロ波遅波回路 | |
| Sheta et al. | A new class of miniature quadrature couplers for MIC and MMIC applications | |
| JP3169972B2 (ja) | 導波管−マイクロストリップ線路変換器 | |
| US3979703A (en) | Waveguide switch | |
| US4260963A (en) | 4:1 Balun | |
| US3629734A (en) | Broadband double-ridge waveguide magic tee | |
| JP2870743B2 (ja) | ミリ波終端器 | |
| JPS6130333Y2 (ja) | ||
| RU2042990C1 (ru) | Микрополосковый направленный ответвитель | |
| JPH0223041B2 (ja) |