JPS60140933A - 帯域圧縮・伸長装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は、例えば電話回線のように帯域の限られている
伝送路あるいは記録媒体において、その帯域よりも広い
スペクトラムを有する信号を伝送・記録するための帯域
圧縮・伸長装置に関する。

背景技術とその問題点 例えば信号ｆ　（ｔ）の帯域をＡに圧縮するためには、
従来は信号の時間軸を〃倍して、ｆ（′Ａｔ）という信
号を作ることが行われている。すなわち第１図Ａのよう
な信号があった場合に、この時間軸ｔを〃倍することに
よって第２図Ａのような信号が得られる。このとき帯域
は第１図Ｂのような−Ｗる。

ところがこの方法では、圧縮された信号の時間長さが元
の信号の２倍になってしまう。このため通信に応用する
と伝送に元の信号の時間長さの２倍の時間がかかってし
まう。また記録に応用すれば、２倍の量の記録媒体を必
要とする、などの欠点を有している。

発明の目的 本発明はこのような点にかんがみ、簡単な構成で時間長
を変えることなく、信号の帯域圧縮及び伸長を行うもの
である。

発明の概要 本発明は、人力された音声信号を任意の時間間隔ごとに
任意の時間長ずつ抽出する手段と、この抽出された各フ
レームごとにフーリエ変換して時間軸を周波数軸に変換
する手段と、この変換された信号を上記周波数軸上で任
意に圧縮・伸長する手段と、この圧縮・伸長された信号
を逆フーリエ変換して周波数軸を時間軸に逆変換する手
段と、この逆変換された信号を上記任意の時間間隔ごと
に順次合成して出力する手段と、上記入力された音声信
号の基本周波数を検出する手段と、この検出値に基づい
て上記抽出される任意の時間長を上記基本周波数の周期
の整数倍に制御する手段とを有して成る帯域圧縮・伸長
装置であって、これによれば簡単な構成で時間長を変え
ることなく、信号の帯域圧縮及び伸長が行われるもので
ある。

実施例 第３図において、入力端子ｆｉｌに供給された音声信号
がＡＤ変換回路（２）に供給され°ζデジタル信号ｘａ
ｎ＞とされ、バッファメモ１月３）に記憶される。ごの
メ’Ｅ＋月３）は例えば全体の長さがＬとされ、人力が
順次シフトされて記憶される。このメモ１月３）の内容
がＲシフトされた時点（Ｒ（Ｌ）ごとにメモ１月３）の
内容が並列にバッファメモ１月４）に取り出される。

これによってメモＩ月４）からは、任意の時間間隔Ｒご
とに任意の時間長りずつ信号が抽出される。

ここでＲはＬに対して充分小さくされており、各信号は
互いにオーバーラツプされている。

このメモリ（４）からの信号が乗算器（５）に供３給さ
れて所定の窓係数ｈ（Ｔ１１）が掛られる。この窓係数
の掛られた信号がフーリエ変換回路（６）に供給される
。

これによって信号の時間軸が周波数軸に変換される。

この変換された信号が乗算器（７）に供給されて、メモ
１月３）でのシフト１ｉｌＲに相当する位相の調整が行
われる。この位相調整された信号が処理回路（８）にｍ
給される。

この処理回路（８）において、フーリエ変換にて周波数
軸に変換された信号が所定の周波数帯域ごとに各メモリ
番地に収納され、このメモリ番地が任意に移動されて、
帯域圧縮・伸長される。この帯域圧縮・伸長された信号
がそれぞれ帯域圧縮・伸長によって移動した周波数の分
位相調整される。

このように処理された信号が乗算器（９）に供給されて
、上述の乗算器（７）と逆の位相調整が行われる。

この位相調整された信号が逆フーリエ変換回路Ｑｌに供
給される。

これによって信号の周波数軸が時間軸に変換される。

この変換された信号が乗算器（１１）に供給されて、上
述の窓係数ｈ（至）に対応した窓係数ｆ（至）が掛られ
る。この窓係数の掛られた信号がバッファメモリ　（１
２）に記憶される。このメモリ　（１２）の内容が並列
にバッファメモリ（１３）に供給される。

このメモリ　（１３）は例えば全体の長さがＬとされ、
内容が順次シフトされて出力される。またシフトによっ
て生じる空白部には０が記憶される。そしてこのメモリ
　（１３）の内容がＲシフト・された時点ごとにメモリ
　（１２）の内容が供給され、それ以前の内容に加算さ
れる。

これによってメモリ　（１３）からは、時間間隔Ｒごと
に順次合成された信号が出力される。

このメモリ（１３）からの信号がＤＡ変換回路（１４）
に供給されてアナログ信号とされ、出力端子（１５）に
取り出される。

さらに、入力端子（１）からの信号がバイパスフィルタ
（２１）及びローパスフィルタ（２２）に供給される。

これらの出力が比較回路（２３）に供給されてそれぞれ
の帯域の信号のエネルギーが比較される。この比較出力
が窓係数ｈ（ト））＋ｆ（Ｉｌｌ）の選択回路（２４）
に供給されてそれぞれの場合に応じた窓係数が選択され
る。

また、入力端子＋１１からの信号が、信号の自己相関Ｖ
７の検出回路（３１）に供給される。この検出された値
が周期の検出回路（３２）に供給されて、Ｖ７が最大値
となるτ１≦τ≦τ２が決定される。

この値をτ”として、この値τ”がバッファメモリサイ
ズの制御回路（３３）に供給され、Ｎ＝６τ本（Ｉｌ：
任意の整数）となるように、メモ１月３１．　＋４１゜
（１２）　、（１３）が制御される。

この装置において、入力端子（１１に第４図Ａのような
信号が供給されると、この信号が時間間隔Ｒごとに時間
長りずつ抽出される。この抽出された信号がフーリエ変
換されて第４図Ｂに丞ずように時間軸が周波数軸に変換
されたスペクトラムが形成される。

ここで例えば帯域をＡに圧縮するには、まず例えばＭ点
のフーリエ変換をした場合に、その信号はθ〜２πの位
相ωについて、第５図Ａに示すようにπを中心にした対
称になっている。この信号に対して処理回路（８）のメ
モリ番地を２Ｍ設ける。

そしてＭ点の信号（０〜２π）が第５図Ｂに示すうにす
る。

また帯域を２倍に伸長するには、まずＡＤ変換で帯域の
必要なサンプリング周波数の２倍の周波数でオーバーサ
ンプリングする。この信号を２Ｍ点のフーリエ変換する
と第５図Ｂに実線で示すよいして処理回路（８）のメモ
リ番地をＭのみ用いる。

不ずように０〜Ｍの範囲に移動されて収納されるように
する。

この移動されて形成された信号がそれぞれ０〜２πの信
号として逆フーリエ変換されて第６図Ａに示すように順
次時間間隔Ｒずつシフトされた信号が形成される。これ
らの信号が順次加算されて第６図Ｂに示すような信号が
形成される。

なお第４図〜第６図で波形はアナログで示したが、これ
らは実際にはデジタル値で処理されている。

さらに上述の装置において、窓係数ｈａｌｌ）、ｆａｌ
ｌ）は以下のような関係にされる。すなわち信号Ｘ［有
］】に対して Ｘ　０１１）−＋　ｈ　（ＳＲｍ）　ｘ　ａｎ）但し、
Ｓは任意の整数 となり、これをフーリエ変換して、 さらに、逆フーリエ変換して Ｓ＝−■ これがｘｒｖａ）に等しければよいからΣ　ｆ　（ｍ、
　ｍ　−３Ｒ）　ｈ　（ＳＲ−ｍ）　＝１．　ＶｍＳ＝
−■ であればよい。

そして上述のように入力信号のスペクトル形状を検出し
て窓係数ｈ（ト））＋’Ｑｌｌ）を選択している場合に
は、例えば低域成分の方が小さいときはｈａｌｌ＞＝１ ｆｃｖｎ）＝　０．５−０．５　ｃｏｓ　（２πｎ／Ｎ
　−１）ｎ＝Ｑ、・・・Ｎ−１ 低域成分の方が大きいときは ｈｃ＋ｎ＋−０，５４−０，４６ｃｏｓ　（２ｙｒ　ｎ
／Ｎ　−１）ｎ＝Ｑ、・・・１ｌ−１ ｆ　Ｃｍ）ミ２π／Σｈｊ とすることにより音質を向上させることができる。

また上述の装置において、処理回路（８）での位相調整
は以下のようにされる。

まず時刻ＳＲでのフーリエ変換後のスペクトラムを Ｘ　（ＳＲ，ωｋ） その実部を ＸＲ（ＳＲ，ωｋ） 虚部を ｘ■（Ｓｌ？、ωｋ） 位相の１値を ０ Ｐ　（ＳＲ，ωｋ） 但し、−π≦Ｐ　（ＳＲ，ωｋ）＜π 及び時点Ｓに沿って連続化した位相を ｐ　（ＳＲ，ωｋ） 但し、−閃＜１）（ＳＲ，ωｋ）〈■ とする。このとき位相の連続化及び位相変形を次のよう
に行う。

ｉ）Ｓ≠０の場合 （ａｌ　最初にフーリエ変換によって、Ｘ　（ＳＲ，ω
ｋ）をめる。

山）次にＰ　（ＳＲ，ωｋ）をめる。

ここで ＸＲ（ＳＲ，ωｋ　）　、ＸＩ（ＳＲ，ωｋ）の符号が
（＋、　＋）または（＋、−）のときはＰ　（ＳＲ，ω
ｋ　）　−ｔａｎ−”　（ＸＩ（ＳＲ，ωｋ）／ＸＲ（
Ｓｌ？、ωｋ）） 符号が（−、＋）のときは Ｐ　（ＳＲ，ωｋ）　＝　ｔａｒｔ−”　（ＸＩ（ＳＲ
，（ｒ）ｋ　）７ｘＲ（ＳＲ；ωｋ））＋π 符号が（−、−）のときは １ Ｐ　（ＳＲ，ωｋ）−ｔａｎ−”　（Ｘｒ　（ＳＲ，ａ
）ｋ）／ＸＲ（ＳＲ，ωｋ））−π である。

ｔｃ＋　さらに Ｉ　Ｐ　（ＳＲ，ωｋ）　−Ｐ（（Ｓ−１）　Ｒ，ωｋ
）１〈ε但し、εは定数 であるか台かを判定する。

（ｄｌ　そしてこれが正しいときは ｐ　（ＳＲ，ωｋ）　＝ｐ（（Ｓ−１）　Ｒ，ωｋ）　
＋Ｐ　（ＳＲ，ωｋ）−Ｐ（（Ｓ−１）　ｌ？、ωｋ） とする。

（ｄ′）また（Ｃ１が正しくないときは、まず絶対値の
中の符号が（−）のときに ｐ　（ＳＲ，ωｋ）　＝ｐ（（Ｓ−１）　Ｒ，ωｋ）　
＋Ｐ　（ＳＲ，ωｋ）−Ｐ（（Ｓ−１）　Ｒ，ωｋ）＋
２π 符号が（＋）のときに ｐ　（ＳＲ，ωｋ）　＝ｐ（（Ｓ−１）　Ｒ，ωｋ）　
＋Ｐ　（ＳＲ，ωｋ）−ＰＣ（Ｓ−１）Ｒ，ωｋ）−２
π とする。

以上によって位相が連続化される。さらに上述２ のスペクトラムの移動・変形を行っている場合に、エン
コード及びデコードに於いて、バンド間干渉を防ぐため
、まず帯域を−（ｍ＞１）に圧縮するときは ｐ　（ＳＲ，ωｋ）　−＋ｐ　（ＳＲ＋　ωｋ）　／ｍ
また帯域をｍ倍に伸長するときは ｐ　（ＳＲ，ωｋ）　→ｍ−ｐ　（ＳＲ，ωｋ）とする
。これによって位相の不連続によるノイズの発生が防止
される。

さらに、バッファメモ１月３１．　＋４１．　（１２）
　’＋　（１３）のメモリサイズを、入力信号の基本周
波数の周期の整数倍となるように制御が行われる。これ
によって抽出される１フレームが、その中で信号の位相
が完結するようになり、フーリエ変換時に余分の信号が
混入せず、スペクトラムの精度が向上される。

このようにして信号の帯域圧縮・伸長が行われるわけで
あるが、この装置によればフーリエ変換を用い°ζスペ
クトラム領域でデータ変形操作を行３ うことにより、元の信号の時間長さを変えることなく、
帯域を圧縮・伸長することができる。

従って信号の伝送及び記録に応用した場合においても、
通信時間や記録媒体の量が増加することがない。

また信号の抽出を基本周波数の周期の整数倍に制御して
いるので、極めて精度の高いフーリエ変換を行うことが
できる。

応用例 さらにこの装置を用いて、信号のピッチを変えることが
できる。すなわち上述の帯域圧縮・伸長された信号は時
間が同じでスペクトラムの帯域が変化されており、これ
はピッチが変えられたのと同じである。そして例えば上
述の＋、２倍に変化させた場合には、それぞれピッチが
１オクタ−ブト降または上昇されたのと等しい。

なお圧縮・伸長時の割合ｍを任意に変えることで、任意
のピンチにすることができる。

発明の効果 本発明によれば、簡単な構成で時間長を変える４ ことなく、信号の帯域圧縮・伸長を行うことができた。

【図面の簡単な説明】 第１図、第２図は従来の装置の説明のための図、第３図
は本発明の一例の構成図、第４図〜第６図はその説明の
ための図である。 （１１は入力端子、（２）はＡＤ変換回路、（３）、（
４）、（１２）、（１３）はバッファメモリ、（５）、
＋７）、（９）、（１１）は乗算器、（６）はフーリエ
変換回路、（８）は処理回路、ａ旧ま逆フーリエ変換回
路、（１４）はＤＡ変換回路、（１５）は出力端子、（
３１）は自己相関の検出回路、（３２）は周期の検出回
路、（３３）はメモリサイズの制御回路である。 ５ 深 特開昭ＧＯ−１４０９３３（６） 快　帳 ＜＝・ 一ト続ネ市ｊ］三１） １、串件の表示 昭和５８年　特　許　願　第２５０７８４号３、ネｉｆ
ｆ　ｉＥをする考 １１件との関係　特許出願人 住　所　東京部品用区北品用に丁目７番３５’１名称（
２１Ｂ）ソニー株式会社 代表取締役　大　賀　典　雄 ４、代理人 ６、？Ｉ　、’ｉ１：、により増加する発明の数８、補
Ｉトの内容 （１１特許請求の範囲を別紙の通り訂正する。 １９１　明細書中、第３頁４〜１６行「入力された・・
・伸長装置」とあるを次の通り訂正する。 １入力された音声信号に任意の時間間隔ごとにその時間
間隔により制限される時間以上の長さ及び係数を有する
窓関数を掛けて抽出する手段と、この抽出された信号ご
とにフーリエ変換して時間軸を周波数軸に変換する手段
と、この変換された信号を上記周波数軸上で任意に圧縮
・伸長する手段と、この圧縮・伸長された信号を逆フー
リエ変換して周波数軸を時間軸に逆変換する手段と、こ
の逆変換された信号に上記窓関数により規定される時間
長及び係数を有する窓関数をｌ）けて上記任意の時間間
隔ごとに順次合成して出力する手段と、上記入力された
音声信号の基本周波数を検出する手段と、この検出値に
基いて上記検出される任意の時間長を上記基本周波数の
周期の整数倍に制御する手段とを有して成る帯域圧縮・
伸長装置」 ＩＱＩ　同、同頁２０行〜第４頁２０行［第３図・・・
４Ｒ給される。」とあるを次の通り訂正する。 ［第３図において、あらかじめ、マイクロボン等により
電気的信号に変換され、遮断周波数３．２ｋｌｌｚの低
域通過フィルタを通された音声信号が入力端子ｆｉ＋に
イハ給される。この入力音声信号は、６．４ｋｔｌｚ（
周期約１５８μｓ）の変換クロックにより駆動されてい
る１語１２ビツトのＡＤ変換器（２）により順次、この
クロックパルスの割合で１語１２ビツトのデジタルデー
タに変換される。ＡＤ変換器（２（は、６．４ｋＨｚの
クロックで駆動されている１語１２ビツトより成る２５
６語のシフトレジスタ（３）に接続されており、駆動ク
ロックの１パルスがシフトレジスタ（３）に供給される
ごとに、シフトレジスタ（３）は、１語、第３図におい
て右（以下、「左」、「右」という暗を、第３図におい
て左、右という意味で用いることにする）にシフトされ
、ＡＤ変換器（２）の出力データが１日吾、シフトレジ
スタ（３）の左より、シフトレジスタ（３）に人いる。 ずなわぢシフトレジスタ（３）には、ＡＤ変換器（２）
によって生成された、一連の２５６語のデジタルデータ
がはいっており、ＡＤ変換器（２）が、デジタルデータ
を１語、生成するごとに、シフトレジスタ（３）は、１
暗、右にシフトされ、その内容が更新されて行く。 ここで、第３図における（４）以上の信号の具体的な流
れについて説明する前に、短時間フーリエ解析について
、一般的な事柄を述べておく。 例えば、「あいうえお」という音声信号を考え′ζみる
と、「あ」という音が発せられている時間と、「い」と
いう音が発せられている時間とでは、音声を発している
ヒトの口や声道の形状がことなっている。すなわち「あ
いうえお」という音声信号は、時間とともにその特性が
変化してゆく物理的実体から発せられた信号であり、定
常信号とは見做せない。 このように、音声信号や音楽信号などは、それを発して
いる物理的実体の特性が、時間とともに変化しており、
一般に定常信号と見做すことはできず、定常信号を対象
にしたフーリエスペクトラム解析を直接に適用すること
ば不可能である。しかしながら、先はどの例の１−あい
うえお」について言うと、「あ」、「しり、「う」、「
え」。 「お」の各々の音声を発している時間内では、ヒトの口
や声道の形状は、はぼ一定しており、その時間内に信号
を限定すれば、定常信号と見做せる。 そこで、フーリエ変換する領域を、定常と見做せる時間
の区間に限定し、フーリエ変換をおこない、その区間を
次々に更新してゆき得られるフーリエスペクトラムを用
いれば、非定常ではあるが、短時間の区間については゛
定常であるような、音声信号や音楽信号に対してフーリ
エ解析が可能になる。 このようなフーリエ解析は、短時間フーリエ解析と呼ば
れている。 数式を用いてさらに説明しよう。入力信号ｘ　（ｔｌを
、サンプリングに得られるデータ列を（ｘ　（ｍｌ　）
（ｍ＝ｏ、１，２．・・・・）としたとき、上述した事
柄は、定常とみなせるデータの部分列（に（ｍｌｓＲ）
）ｍ−０，１，”＝　；　Ｓ　＝０．１ｓ・”　、（Ｒ
，Ｍはある整定数）の変数ｍについて、有限の部分列（
ｘ’（ｍｌＳＲ）　）　ｍ−０，１，・・・・、ト１の
端部がスペクトルに及ばず影響を減じる窓係数（ｈ　（
−ｒｎ）　）　（ｍ＝０．１．・・・・、ト１）を乗じ
た後、変数ｍについて離散的フーリエ変換をおこない、
短時間フーリエスペクトラムＸ　（ＳＲ，ｋ）　（Ｓ＝
Ｏ，ｉ、・・・・、Ｍ−１ｉｋ＝０．１．２．・・・・
、Ｍ−１）を得る、ということになる。 ２π 第７図より明らかなように、Ｒは分析すると区間の更新
量であり、以下のような制約がある。 （Ａ）式より ９π ｍ　＋　ＳＲ＝　ｆとおくと ２π −（Ｂ） 窓係数（ｈ　（−ｍ）　）　Ｃｍ＝０．１．２．−・−
、Ｍ−１）・の定義を、ｍについて−ω〜＋ωまで拡大
して、とすると ２π −（Ｃ） すなわち、Ｘ（ＳＲ，ｋ）は、第８図に示すように第１
番目の変数Ｓ１１について、データ列（ｈ　（ｍ）　）
とを、たたみ込んだデータ列、Ｘ（Ｓ、ｋ）（Ｓ＝Ｑ、
１．２．・・・・）をＲ−１データおきに再サンプリン
グしたものになっており、デジタル信号インパルスレス
ポンス（ｈ（ｍ））を有する線形デジタルシステムに入
力した出力を、Ｒ−１データおきに再サンプリングした
ものと解釈できる。 故に、分析する区間の更新量ＲＸＩは、サンプリング定
理が示すように、 □≧２　ｘ　（（Ｘ　（ｍ、ｋ　）　）　（ｍ　＝Ｏ＋
１．２ｓ”’）Ｘｌ の第１番目の変数ｍについての帯 域■１１〕 でなければならない。 （Ｘ　（ｍ、ｋ　）　）　（ｍ＝０．１，２．・・・・
）の帯域＋４］は、の上限は、図に於ける、インパルス
レスポンス（ｈ　（ｍ）　）を有する線形デジタルシス
テムのローパス特性でおさえられるから、 □≧２×〔（Ｘ（ｌＩｌ、ｋ））（ｍ＝ｏ、ＩＩ２．・
・・・）ｘｌ の第１番目の変数ｍについての帯 域中〕 ≧２Ｘ　（（ｈ（ｍ））　（ｍ−０，１，２，・・・１
の帯域中）　−（Ｄ） すなわちＲは、 −（Ｅ） でなければならない。 一例として、Ｍ−２５６，（ｈ　（ｍ）　）　としてハ
ミング窓係数とすると窓係数ｈ　（ｍ）　＝０．５４−
０．４６　ｃｏｓ（２πｍ／２５５　）　（ｍ＝０．１
．・・・・、　２５５　）を用いるとすると、（ｈ　（
ｍ）　）　（ｍ＝０．１．２．−・・、　２５５　）の
ローパス部分の帯域中は、約４２ｄＢまで減衰するかっ
て、Ｒは、上式の関係から、 Ｒ≦□１−６４ でなければならない。 第３図において、＋４１　、　Ｔｅｌ　、　（６］　、
　＋７１で上述した、短時間フーリエ変換をおこなって
いる。Ｍ　＝　２５６、分析窓係数として、ハミング窓
係数ｈ（ｍＬ＝０．５４　０．４６Ｘ　ｃｏｓ　（２π
ｍ／２５５　）　（ｍ＝０＋Ｌ２＋・・・・、　２５５
　）　、Ｒ＝６４としている。上述の例で明らかなよう
に、Ｒ−６４は、（Ｅ）式を満たしている。 以下、具体的に述べる。 １語１２ビツト、　２５６語より成るシフトレジスタ（
３）の内容は、ＡＤ変換器（２）の駆動クロックを６４
分周したクロックの１パルス（すなわち、６４ＸＣＡＤ
変換（２）の駆動クロック周期、約１５８μ５ｅｃ）（
秒））ごとに同じく、１語１２ビツト、　２５６ｉ；！
より成るシフトレジスタ（４）にラッチされる。ランチ
された２５６語のデータは、シフトレジスタ（４）に供
給される８Ｍ１ｌｚ（周期１２５　ｎ　５ｅｃ）のクロ
ックのタイζフグで、１語右ヘシフトされ、１２ビツト
より成る２つの入力端子、および２３ビツトより成る１
つの出力端子を有する乗算器（５）の一方の入力端子へ
おくりこまれる。一方、この同じクロックのタイミング
で、乗算器（５）のもう一方の入力端子へ、あらかじめ
ＲＯＭに貯えである、ハミング窓係数ｈ　（ｍ）＝０．
５４−０．４６ｃｏｓ　（２ｙｒｍ／２５５　）　（ｍ
＝０＋Ｌ２＋・・・・、　２５５　）が、−語ずつ、ｍ
＝ｏ１１１２１・・・・の順０ に、おくりこまれ、この２つの入力の積が、乗算器（５
）の出力として、入力データがセントされてがら１００
　ｎ　ｓｅｃ　ｆ＆に、乗算器（５）の出力端子にセッ
トされる。 この、乗算器（５）の２３ビツトより成る出力結果は、
乗算器（５）に入力データを送りこむタイミングクロッ
クのタイミングで（ずなわら、１２５　ｎ　ｓｅｃごと
に）　Ｆ　Ｆ　Ｔ　（Ｆａｓｔ　Ｆｏｕｒｉｅｒ　Ｔｒ
ａｎｓｆｏｒｍ）変換器（６）へ送りこまれる。ＦＦＴ
変換器（６）は、こうして送りこまれる１語２３ビツト
のデータが２５６語になると、この１語２３ビツト、２
５６語のデータに対して、ＦＦＴをおこない実部、虚部
ともに１６ビツトから成る、　２５６語の複素データを
生成する。 さて、ＦＦＴ変換器（６）への、２５６語の入力データ
を（ｙ　（ｍ）　）　（ｒｎ−０，１＋・・・・、２５
５）出力データを（Ｙ　（ｋ）　（ｋ−０，１，２，・
・・・、２５５）とすると、ＦＦＴの定義より、 ２π １】 一方、この入力データ（ｙ（ｍ））　（ｍ＝０．１．・
・・・、　２５５　）の短時間フーリエスペクトラムは
（Ａ）式より、 ２π したがって、（Ｙ　（ｋ）　）　（ｋ＝ｏ、１，２．・
・・・、２５５）と（Ｘ　（６４Ｓ、ｋ　）　）　（ｋ
＝０．Ｌ２．・・・・、　２５５　）とは、 ２π （ｋ　＝　Ｏ，１，，２，・・・・、２５５）−（Ｈ） という関係がある。よって、ＦＦＴ変換器（６）の出２
π 入力データＸ（ｍ）の短時間フーリエスペクトラ２ ムが得られることになる。これを、乗算器（７）でおこ
なう。 すなわち、ＦＦＴ変換器（６）で生成された、実部、虚
部ともに１６ビツトから成る２５６語の複素データは、
周期１２５　ｎ　ｓｅｃのクロックのタイミングで、実
部、虚部ともに１６ビツトより成る２つの複素データ入
力端子、および実、虚部ともに１６ビツトより成る１つ
の出力端子を有する乗算器（７）の一方の入力端子へお
くりこまれる。一方、この同じクロックのタイミングで
、乗算器（７）のもう一方の入力端子へ、あらかじめ用
意されている、上述の係数、２π ２、・・・・、　２５５　）が−語ずつおくりこまれた
、この２つの入力の積が、乗算器１７）の出力として、
入力データがセットされてから１００　ｎ　ｓｅｃ後に
、乗算器（７）の出力端子にセットされる。この出力結
果は、３ 乗算器（７）に入力データを送りこむクロックのタイミ
ングで１語ずつ、全部で２５６語がスペクトラム変形回
路（８）へ送りこまれる。」 （４）同、第５頁１行、第７頁１４行、第８頁７行、第
１０頁１０行、第１５頁９〜１０行にそれぞれ「処理回
路」とあるを［スペクトラム変形回路］と訂正する。 （５）同、第５頁７行〜第６頁８行「このように・・・
取り出される。」とあるを次の通り訂正する。 ［スペクトラム変形回路（８）により変形された、１梧
が実部、虚部ともに１６ビツトより成る２５６１の複素
データは、（９１，（１０１，（１１）　、（１２）　
、（１３）　。 （１４）で時間領域の信号に変換される。 （９）〜（１４）の流れを具体的に説明する前に、（９
）〜（１４）に関しての、一般的な関係について述べて
おく。 先に述べたように、変形された短時間フーリエスペクト
ラムＸ　（ＳＲ’　、　ｋ）　（Ｓ＝０．１，２．・・
・・；ｋ　＝　０．１，２．・・・・、Ｍ−１）は、短
時間フーリエスペクトラムＸ　（Ｓ、ｋ）　（Ｓ＝０．
１．２．・・・・、に＝０．１゜４ ２、・・・・、ト１）を、第１番目の変数Ｓについて、
Ｒ’−１データおきに再サンプリングしたものである。 そこで、変形された短時間フーリエスペクトラムＸ　（
ＳＲ’　、　ｋ）　（Ｓ＝０．１，２．・・・・１ｋ＝
Ｑ。 １．２．・・・・、Ｍ−１）から、時間領域の信号を作
成するには、Ｘ　（Ｓ１１’　、　ｋ）　（Ｓ＝０．１
，２．・・・・、に＝０．１，２．・・・・、Ｍ−１）
を補間して、Ｘ　（Ｓ、ｋ）　（Ｓ＝０．１，２．・・
・・、　ｋ　＝　０．１，２．・・・・、Ｍ−１）を作
り、△ Ｘ　（Ｓ、ｋ）　（Ｓ＝０．１，２．・・・・；　ｋ　
＝０．１，２．・・・・。 Ｍ−１）を逆離散的フーリエ変換ず耽ば良い。すなわち
、Ｘ　（Ｓｔ１’　、　ｋ）の第１′＃目の変数に関し
て、各々、隣りのデータの間に０をＲ’−１個つめた＾ データＸ（Ｓ、ｋ） を作り、Ｍ個のデータ（ｆ　（ｍ）　）　（ｍ＝０．１
ｓ・・・、Ｍ−１）をインパルスレスポンスとして持つ
ローパスフィルタに通して、Ｘ　（Ｓ、ｋ　）を作る。 式’ｘ＜７！、ｋ＞の定義より この後、Ｘ（Ｓ、ｋ）を第２番目の変数、ｋに関して、
逆離散的フーリエ変換して、出力信号（ｙ（Ｓ））（Ｓ
＝０．１，２．・・・・）を得る。これも式で書くと、
以下のようになる。 ９π −（■） Ｒ’　＝Ｒかつスペクトラムを操作しないときは、入力
信号がそのまま出力信号にならねばならない。 そのためには、上式より、 　６ ＠　＝　−（ＫＩ　ｌ１ｌ−一ω ところで、 であるから β＝Ｓ−ｐＭ　（ｐ　：変数）とおく −（Ｊ） 故に、（ｈ（ｍ）ｌ　と（ｆ　（ｍ）　）とが、全ての
Ｓについて、 −（Ｋ） となることが必要である。さて、（１）式より、と書く
と、 −−）（ｆ　（ｍ）　）はｍ　＝　０．１．２．＝　・
−、ＬＬでのみ０でないので ｆ　（Ｓ−ｍＲ’）　・ｘ　（ｍＲ’　、Ｓ）は、５＝
ＩｌｌＲ’　ｌ　ｍＲ’　＋　１＋　・・・・、ｍＲ’
＋Ｍ−１（ｎ　＝Ｓ−ｍＲ’　Ｉ　ｎ　＝０．１．・−
’・＋　Ｍ−ｔ　）の部分だけが０でない。したがって
、Ｒ′として、ｒ−Ｒ’＝Ｍ（ｒ：正の整定数）と、Ｍ
を割り切るように選ぶと、 ８ （ｍ−１）Ｒ’＋Ｍ≦Ｓ≦ｍＲ’＋Ｍ−１（ｍ　＝　Ｏ
＋１＋２＋・・・・） と、有限回の加算で（ｙ（Ｓ）　）　（Ｓ＝０．１，２
．・・・・）が逐次求まる。 また、ｘ　（ｍＲ＋Ｓ）をめる際にＦＦＴを使うには、
ＦＦＴ変換されたデータと短時間フーリエスペクトラム
データとの間に（Ｈ）式の関係がある２π ０．１．・・・・、　Ｍ−１ｉ　Ｓ＝０．１．２．・・
・・；Ｒ′、整定数）を乗じたのちに、ＦＦＴを施せば
良い。 第３図において具体的に述べる。なお以下の説明ではＲ
’＝６４とする。 スペクトラム変形回路（８）により変形された、実部、
虚部ともに１６ビツトより成る２５６語の短時間フーリ
エスペクトラムＸ　（６４Ｓ、ｋ）　（ｋ＝０．１，２
゜・・・・、　２５５　）は、周期１２５　ｎ　ｓｅｅ
のクロックのタイミングで、ｋ　＝　０．１．２．・・
・・の順に１語ずつ、実部、虚部ともに１６ビツトより
成る２つの複素データ入力端子、および、実部、虚部と
もに１６ビツト９ より成る１つの出力端子を有する乗算器（９）へおくり
こまれる。一方、その同じクロックのタイミングで、あ
らかじめ用意されている。上述の係数２π ・・、　２５５　”）がｋ　＝　０．１．２．・・・・
の順に１ｉ！ずつ、乗算器（９）のもう一方の入力端子
に送り出され、この２つの入力の積が、乗算器（９）の
出力として、入力データが乗算器（９）にセントされて
から、１００　ｎ　ｓｅｃ後に、乗算器（９）の出力端
子にセットされる。この出力結果は、乗算器（９）に入
力データを送りこむクロックのタイミングで１語ずつ、
計２５６語が、逆ＦＦＴ変換器０のへ送りこまれる。 逆ＦＦＴ変換器ＱＱＩは、こうして送りこまれる実部、
虚部ともに１６ビツトより成るデータが２５６語になる
と、このデータに対し、逆ＦＦＴをおこない、■梧１６
ビツトから成る２５６語の時間領域のデ０ 一タを生成する。この１語１６ビツトから成る２５６語
のデータは、周期１２５　ｎ　ｓｅｃのクロックのタイ
ミングで、１６ビツトより成る２つの入力端子、および
１６ビソトより成る１つの出力端子を有する乗算器（１
１）の一方の入力端子へおくりこまれる。 一方、この同じクロックのタイミングで、乗算器（１１
）のもう一方の入力端子へ、あらかじめ、ＲＯＭに用意
されている、上述した関係式（Ｋ）がｍ＝０＋１＋２＋
・・・・の順に１語ずつ、おくりこまれ、この２つの入
力の積が、乗算器（１１）の出力として、入力データが
セットされてから１００　ｎ　ｓｅｃ後に、乗算器（１
１）の出力端子にセットされる。 この出力結果は、乗算器（１１）に入力データを送りこ
むクロックのタイミングで１語ずつ、全部で２５６語、
シフトレジスタ（１２）へ送りこまれる。 シフトレジスタ（１２）は、１語１６ビツト、２５６１ 語より成り、乗算器（１１）の乗算結果を送出する。 周期１２５　ｎ　ｓｅｃの同じクロックで駆動されてお
り、乗算器（１１）から、乗算結果が１語おくりこまれ
るごとに、１語、右ヘシフトされる。こうして、シフト
レジスタ（１２）に、２５６語の、乗算器（１１）の乗
算結果がはいると、シフトレジスタ（１２）は、シフト
禁止の状態になりシフトレジスタ（１２）の２５６語が
、１語１６ビツト、　２５６語より成るシフトレジスタ
（１３）の各々、対応する語ごとに加算され、加算結果
が、シフトレジスタ（１３）の各々の対応する語へ入れ
られる。 このシフトレジスタ（１３）には、ＡＤ変換器＋２１を
駆動している６、４ｋＨｚのクロックが供給されており
、上述の加算が終了すると、この６．４ｋＨｚのクロッ
ク、１パルスごとにシフトレジスタ（１３）が、１語右
ヘシフトされ、１６ビツ１−ＡＤ変換器（１４）に、■
データ送出される。他方、このシフトにより、シフトレ
ジスタ（１３）には、左より、Ｏの値を有するデータが
１語入れられる。こうしてシフトレジスタ（１３）はシ
フトをＲ’＝６４回おこない、２ Ｅｉ４出力データをＤＡ変換器におくりこむ。 １６ビツトＤＡ変換器（１４）は、６．４ｋＨｚのクロ
ックのタイミングでおくられてくる１語１６ビツトのデ
ータを逐次、アナログ電圧値に変換し、出力端子（１５
）に出力する。」 （６）同、第６頁１６行〜第７頁３行１−また、・・・
制御される。」とあるを次の通り訂正する。 ［また、入力信号の基本周波数を検出するために入力端
子（１）からの信号が自己相関の検出回路（３１）に供
給される。この検出された値が周期の検出回路（３２）
に供給され入力信号の基本周波数が決定される。この値
がバッファメモリサイズの制御回路（３３）に供給され
、生成された制御信号によりバッファメモ１月３１．　
（４１，（１２）　。 （１３）のメモリサイズが上記基本周波数の周期の整数
倍となるように決められる。」 （７）同、第７頁１２行「位相ω」とあるを「周波数ω
」と訂正する。 （８）同、同頁１３行「にした」とあるを「に」と訂正
する。 ３ （９）同、第８真６行［帯域外で０である。」とあるを
「入力信号をこの入力信号の最高周波数の４倍の周波数
でサンプリングしているため０となる。」を加入する。 αω　同、第９頁４行１に対して」の後に１窓係数ｈ（
ｍ）を掛けて、」を加入する。 （Ｉ１）同、同頁７行１−変換して、」の後に「スペク
トラムＸ２　（ＳＲ，ω）は、」を加入する。 （Ｉ２）同、同頁１ｏ行 とあるを と訂正する。 （１３）同、第１０頁２〜９行ｒｈ　（ｍ）　＝　１−
できる。」とあるを次の通り訂正する。 ｒｈ（ｍ）＝１ ｆ　（ｍ）　＝　０．５〜０．５　ｃｏｓ　（２ｙｃｍ
／　（Ｎ　−１）　）ｍ＝Ｑ、・・・Ｎ−］ ソｌ 低域成分の方が大きいときは ｈ　（ｍ）　＝０．５４−０．４６　ｃｏｓ　（２πｍ
／　（Ｎ　−１）　）ｍ＝ｏ、・・・Ｎ−１ ｆ　（ｍ）＝Ｒ／Σｈｊ 但し、Ｒは入力信号を抽出する時間間隔とすることによ
り音質を向上させることができる。 なお、ｈ　（ｍ）ミＯということは、乗算器（５）につ
いては何も行わないことに相当する。」（１４）同、同
頁末行〜第１１頁３行［位相の主値を、・・・位相を」
とあるを次の通り訂正する。 ［とする、このとき位相の主値を Ｐ　（ＳＲ，ωｋ） とすると、Ｐ　（ＳＲ，ωｋ）は 一π≦Ｐ　（ＳＲ，ωｋ）＜π の値をとり、位相の不連続となる部分が存在する。 そこでこの不連続を取り除いた位相を」（１５）同、第
１２頁４行「さらに」の後に［不連続な部分を判別する
ために」を加入する。 （１６）同、第１３頁１３〜１６行［１フレーム・・・
され５ る。」とあるを「１フレームの中に入力信号の基本周波
数が必ず含まれるようになりスペクトラムの精度が向上
する。」と訂正する。 （１７）同、第１５頁５行１第６図」とあるを「第８図
」と訂正する。 （１８）図面中、第７図、第８図を別紙の通り追加する
。 以上 ６ 特許請求の範囲 入力された音声信号に任意の時間間隔ごとにその時間間
隔により制限される時間以上の長さ及び係数を有する窓
関数を掛けて抽出する手段と、この抽出された信号ごと
にフーリエ変換して時間軸を周波数軸に変換する手段と
、この変換された信号を上記周波数軸上で任意に圧縮・
伸長する手段と、この圧縮・伸長された信号を逆フーリ
エ変換して周波数軸を時間軸に逆変換する手段と、この
逆変換された信号に上記窓関数により規定される時間長
及び係数を有する窓関数を掛けて上記任意の時間間隔ご
とに順次合成して出力する手段と、上記入力された音声
信号の基本周波数を検出する手段と、この検出値に基い
て上記検出される任意の時間長を上記基本周波数の周期
の整数倍に制御する手段とを有して成る帯域圧縮・伸長
装置。 ７

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 入力された音声信号を任意の時間間隔ごとに任意の時間
   長ずつ抽出する手段と、この抽出された各フレームごと
   にフーリエ変換して時間軸を周波数軸に変換する手段と
   、この変換された信号を上記周波数軸上で任意に圧縮・
   伸長する手段と、この圧縮・伸長された信号を逆フーリ
   エ変換して周波数軸を時間軸に逆変換する手段と、この
   逆変換された信号を上記任意の時間間隔ごとに順次合成
   して出力する手段と、上記人力された音声信号の基本周
   波数を検出する手段と、この検出値に基づいて上記抽出
   される任意の時間長を上記基本周波数の周期の整数倍に
   制御する手段とを有して成る帯域圧縮・伸長装置。