JPS6014479B2 - 高周波加熱装置用電源回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は高周波加熱装置用電源回路、特に電力用トラン
ジスタを利用した小型で効率の良い電源回路に関するも
のである。

交番磁界内に置かれた良導体あるいは磁性体が電磁誘導
作用により加熱される誘導加熱現象は周知であり、この
加熱現象を用いたいくつかの高周波加熱装置が焼入れ装
置等として実用化されている。

誘導加熱に用いられる使用周波数は非常に広い範囲に及
んでいるが、通常の場合１皿ＨＺ以上の高周波が用いら
れる。この種の高周波電源としては大軍力を扱うに適し
た真空管発振器が一般的であった。しかしながら真空管
発振器によれば、高圧直流蚤源回路及びタンク回路が大
型化するとともに価格が高くなり、工場設備としての大
規模なすえ付け装置以外には適さない欠点があった。本
発明者は調理済み食品用の保存容器を製造する際の加熱
シール工程及びこの保存容器に調理済み食品を充填した
後にこれを密封する加熱シール工程に高周波誘導加熱を
採用するに際して、その高周波鰭源回路をトランジスタ
化することに着目した。保存容器の加熱シール工程は高
周波誘導加熱装置の対象として極めて好適である。通常
の保存容器はアルミニウム等の金属箔を両面から樹脂膜
で積層した三重構造のシートで形成され、このシートを
袋状あるいは他の容器形状にした後に一部を残して接合
部を加熱シールする。こうして製作された保存容器には
調理済み食品が充填され、直ちに充填関口部が加熱シー
ルされる。従来の加熱シール手段として、加熱体をシー
ル部に押圧して、熱伝導により接合部の樹脂膜を溶融接
合するものが知られているが、金属箔の外側の樹脂膜の
溶融を防ぐために、押圧する加熱体の温度をある程度以
上にできないので、接合部である内側の樹脂膜が溶融す
るのに長時間かかる。特に、食品の風味を損ねないため
と、加熱殺菌作業の能率をげるために、高温短時間殺菌
が行なわれる場合には、内側の樹脂膜の溶融温度は高温
に耐えねばならず、また外側の樹脂膜を溶融温度の高い
ものとすることは価格の点で不利であるが、内側と外と
の溶融温度の差は少なくなり、内側のものを融するに、
かなり長い時間がかかる。また、保容器が破損しないよ
うに内側の樹脂膜として強なナイロンを使用することが
好ましいが、ナイロンはその特性上水分を吸収しやすい
ので内側の脂膜を溶融接合する際、ナイロンに吸収され
ている水分が蒸発し、内側の樹脂膜は発泡するので、押
圧したままの状態で接合部の温度を蒸発した分が再びナ
イロンに吸収される温度まで下げなければならない。こ
の様な加熱シール工程に高周波誘導加熱を用すれば、シ
ートの金属箔が直接加熱され、内の樹脂膜が効果的に溶
融接合され、その作業効は極端に向上するし、押圧状態
で加熱コイルへの高周波電力の供給を停止すれば、加熱
されたシートの熱は温度の低い加熱コイルへと移り、前
述したような発泡も抑えることができる。

加熱シールする際、シートへ加熱コイルを押・けるので
、加熱コイルと被加熱物である金属箔とは、極めて接近
し、加熱コイルと金属箔との相誘導係数は大きく、加熱
コイルの力率が高い状態で使用される。

このような力率の高い負荷へ鰭を僕聯合するために、最
適の高周波電源は翼力用トランジスタを用いたスイッチ
ング方式のィンバータである。すなわち、この方式の高
周波電源は、前述した真空管発振器式の様な大きなタン
ク回を必要としないので、小型で低廉かつ高効率力洋ら
れる。従来、プッシュプル型ＤＣ−ＡＣスイッチング方
式のィンバータが発振電源回路として知られている。こ
のィンバータは高効率で大出力の高周波電力を得るのに
適するが、出力用スイッチングトランジスタが飽和状態
で使用されるので蓄電荷によりカットオフ時にコレクタ
電流がある短時間流れ続ける現象が生じる。この現象は
並列穣銃された両スイッチングトランジスタが同時にオ
ン作動するので電流スパイクが生じ「ィンバータの効率
を低下させまた極端な場合トランジスタを破壊させる。
この従来の欠点を除去するために過飽和リアクトルを用
いたマルチパイプレータ式ィンバータが存する。

しかしこの従来例では特殊な過飽和ＩＪァクトルの使用
によりその利用対象が限定され、また直流電源を必要と
するので商用電源より直流を得る場合大きな平滑回路を
要することあるいは発振周波数の可変が不可能である等
の種々の欠点があった。本発明は前述した従来の課題に
鑑み、電力用トランジスタを利用して高効率の大出力高
周波電力を得ることのできる小型かつ低廉な高周波加熱
装置用電源回路を提供することを目的とする。

以下図面に基づいて本発明の好適な実施例を説明する。
第１図は本発明に係る電源回路の基本構成を示す第１実
施例である。出力トランス１川ま一次巻線１１と二次巻
線１２とを含み、一次巻線１１には電源回路２川こ接続
される中間タップ１３を有する。出力トランス１０の二
次巻線１２は図示していない高周波加熱コイルに接続さ
れる。電源回路２０は商用電源２１と全波整流回路２２
と高周波バイパスコンデンサ２３とを含み、全波整流電
力を出力トランス１０の中間タップ１３に印加する。出
力トランス１０の一次巻線１１の両端には出力トランジ
スタ回路３０，４０が接続され、両出力トランジスタ回
路３０，４０‘まそれぞれ出力トランジスタ３１，４１
、電流制限用抵抗３２，４２、無効電力返還用ダイオー
ド３３，４３を含む。出力トランジスタ３１，４１のコ
レク夕はそれぞれ一次巻線１１の両端に接続され、また
そのベースには発振回路５０からの信号が駆動回路３４
，４４で増中ごれ印加される。なお駆動回路のトランジ
スタ３５，３６，４５，４６は飽和状態で使用される。
発振回路５川ま、フリップフロッブ５１を含み、その一
方の出力端子は微分回路５２、ダイオード５３、単安定
マルチ５４を介して駆動回路３４のトランジスタのベー
スに接続されている。同様にフリップフロップ５１の他
方の出力端子は微分回路５５、ダイオード５６、単安定
マルチ５７を介して駆動回路４４のトランジスタのベー
スに接続されている。フリップフロップ５１の入力端子
には微分回路５８、オアゲート５９を介して３個の入力
信号が印加される。第１の入力信号はスタート回路６０
の単安定マルチ６１から印加され、第２、３の入力信号
は両出力トランジスタ回路３０，４０からの帰還回路７
１，７２から印加される。この実施例において、帰還回
路７１，７２は出力トランジスタ３１，４１のコレクタ
に接続された微分回路７３，７４を含む。単安定マルチ
６１の出力は帰還回路７１，７２からの信号を無効にす
るトランジスタ７５，７６のベースに接続されている。
単安定マルチ６１にはスタートパルス発生ュニジヤンク
シヨントランジスタ６２、スタートパルス阻止トランジ
スタ６３、コンデンサ６４、抵抗６５を含む。

このスタート回路６０１こは第２図に示されるゼロボル
トスタート回路６６からの信号ｅが接続され、商用蟹源
交流の不規則位相状態から発振作用を開始することによ
り生ずる混乱が防止される。すなわち、この高周波発振
器の電源は商用交流電圧を全波整流したままの脈流とし
、高周波電力の発生を電源の脈動電圧のゼロボルトより
行うようにすると、出力トランジスタ３１，４１のスイ
ッチングの開始時に、出力トランジスタ３１，４１に供
給される電圧は低いので、スイッチング開始時に出力ト
ランス１０に流れる直流分が小さく、出力トランス１０
の磁芯を飽和させないので出力トランス１川ま小型とな
ると共に、スイッチング開始時の過渡電流で出力トラン
ジスタ３１，４１を破壊することもないので出力トラン
ジスタ３１，４１を小さいものですむ。ゼロポルトスタ
ート回路６６はゼロボルトスタートタイミングトランジ
スタ６７のオフ作動で点弧されるゼ。ボルトスタートタ
イミングサィリスタ６８を含み、その出力がトランジス
タ６３を制御する。また、トランジスタ６３のベースへ
は帰還回路７１，７２からの信号も印加される。ゼロボ
ルトスタート回路６６には始動スイッチ６９が設けられ
ている。本発明の第１実施例は前述した構成からなり、
次にその作用を説明する。始動スイッチ６９を閉じると
ゼロボルトスタート回路６６が作動する。即ちスイッチ
６９からサイリスタ６８のアノードに正電圧が印加され
るとターンオンの準備が完了するが、このサイリスタ６
８のゲートにはゼロボルトスタートタイミングトランジ
スタ６７のコレク夕が接続されているので、トランジス
タ６７がオン状態の間はサィリス夕６８はオフ状態に保
持されている。トランジスタ６７のベースに印加されて
いる商用電源の全波整流による脈動電圧１がゼロボルト
になった瞬間にトランジスタ６７はオフそしてサイリス
夕６８はオンとなる。この結果トランジスタ６３はオフ
作動し、これに伴なし・コンデンサ６４には抵抗６５を
介して充電が行なわれ、この電圧がスタンドオフレシオ
を越えるとュニジャンクショントランジスタ６２が導通
して負のィンパルスが単安定マルチへ印加され単安定マ
ルチよりパルスが発生する。単安定マルチ６１の出力パ
ルスはオアゲート５９微分回路５８を介してフリップフ
ロツプ５１に印加され、その正の印加ィンパルスにより
フリップフロップ５１が状態変化される。

単安定マルチ６１の出力は同時にトランジスタ７５，７
６をオン作動させ帰還回路７１，７２の帰還信号を短絡
して無効にする。フリップフロップ５１の初期状態は不
定であるが、例えばフリップフロップ５１の状態が変化
し微分回路５２からの負のィンパルスにより一方の単安
定マルチ５４から所定設定中のパルスが出力トランジス
タ３１をオン作動させる場合を考える。

出力トランジスタ３１のオン作動により出力トランジス
タ回路３０側のａの電位は零にまた出力トランジスタ回
路４０側のｂの電位は出力トランスの変圧器作用により
電源電圧の２倍となる。この始動状態で微分回路７３か
らは負のィンパルスがまた微分回路７４からは正のィン
パルスが発生するが、前述した様に両帰還回路７１，７
２が共に無効状態であるので、これらのィンパルスはい
づれもオアゲート５９に印加されることがない。単安定
マルチ５４からのパルスが消滅しても出力トランジスタ
３１は蓄積電荷のためにし‘よらくの閥オン状態が持続
される。

この間フリップフロッブ５１には何等の入力も印加され
ないので他方の出力トランジスタ回路４０が作用するこ
とはない。蓄積電荷の消滅により出力トランジスタ３１
はオフ作動してａの電位が上昇する。単安定マルチ５４
，５７のパルス中は実質上同一に設定されるが、単安定
マルチ６１のパルス中はこれらのものより若干短く設定
されている。この結果、出力トランジスタ３１がオフ作
動したときには、既に単安定マルチ６１による帰還回滋
の抑制作用が解除されていることが理解される。従って
微分回聡７３から発生した正のィンパルスはオアゲート
５９、微分回路５８を介してフリップフロツプ５１を状
態変化させる。この状態変化による信号で単安定マルチ
５７が出力トランジスタ４１を所定時間オン作動し、出
力トランジスタ４１のオフ作動を微分回路７４が検出し
て帰還回路７２を通して発振回路５０に発振信号を与え
る。以上の動作は中間タップ１３の電圧が次にゼロボル
トになるまで持続し、出力トランス１０からは高周波の
矩形波信号が発生し加熱コイルに印加される。

なおこの間、トランジスタ６３のベースには、帰還回路
７１，７２を介して信号が入るので、コンデンサ６４の
電荷はュニジャンクショントランジスタ６２が導通とな
る前に放電するのでスタート回路６０１ま働かない。や
がて中間タップ１３の電圧がゼロボルトとなると、当然
帰還回路７１，７２からの信号がゼロとなるので、発振
が停止し、次のスタート回路からの信号により再び発振
が始まる。以上の様に、本発明に係る高周波加熱装置用
電源回路では一方の出力トランジスタのオフ作動を検出
し、他方の出力トランジスタをオン作動するので両駆動
トランジスタ回路３０，４０が同時にオン作動すること
がなく、回路に悪影響を与える電流スパイク等の発生が
阻止され駆動トランジスタの破壊等が防止される。

第１図の電源回路において、ある種の必要に応じて出力
トランジスタ回路３０，４０をオフ作動するために制御
トランジスタ７７，７８が設けられている。

これらの制御トランジスタ７７，７８は通常はオフ状態
に保持されているが、電力制御あるいは過電流保護時に
オン作動する。磁力制御回路が第３図に示され、サィリ
スタ８０で制御されるトランジスタ８１のコレクタ電位
ｃが制御トランジスタ７７，７８のベースに接続されて
いる。サイリスタ８０はユニジヤンクシヨントランジス
タ８２、コンデンサ８３、可変抵抗８４、トランジスタ
８５，８６を含む点弧回路により点弧される。トランジ
スタ８６はそのベースに印加された脈動電圧１のゼロボ
ルトでオフ作動し、このときトランジスタ８５がオンし
てコンデンサ８３を放電させる。この時点から可変抵抗
８４により設定された時定数でコソデンサ８３が充電さ
れ、スタンドオフレシオで決まる所定函位でュニジャン
クショントランジスタ８２がオン作動してサィリスタ８
０がターンオン作動する。サィリスタ８０のターンオン
はトランジスタ８１をオフ、制御トランジスタ７７，７
８をオン作動して出力トランジスタ３１，４１への信号
を無効とする。この状態は電源の脈動電圧１が次にゼロ
ボルトになるまで持続するので、可変抵抗８４による時
定数を変えることにより電力制御作用が達成される。以
上説明したようにこの電力制御方式では、高周波電力の
発生を電源の脈動電圧のゼロボルトより行い、一周期の
途中の位相で電力の発生を停止する方式をとっているの
で、高周波の発生の開始時に生じる過渡電流で出力トラ
ンス１０を飽和させたり、出力トランジスタ３１，４１
を破壊することはない。制御トランジスタ７７，７８は
出力トランジスタ３１，４１の通電流保護用にも用いら
れる。

即ち出力トランジスタ３１，４１に流れる電流は譲導コ
イル９川こより検出され、その出力ｆ，ｇは第４図の整
流回路９１で整流されシュミット回路９２に印加される
。出力トランジスタの電流がなんらかの原因で増加し、
この印加電圧が所定値を超えるとシュミット回路９２は
制御トランジスタ７７，７８のｄ端子にパルスを印加し
て出力トランジスタ回路３０，４０をオフ作動させる。
この保護作用によって出力トランジスタ３１，４１の過
電流は消滅するが、消滅とともにシュミット回路９２の
出力もなくなり、再び発振が開始して、電流増加の原因
が取除かれていない場合には過電流が再び流れてしまう
。この欠点を防止するために、シュミット回路９２の出
力は電力制御回路のサィリスタ８０のゲート端子ｈに印
加され、前述した電力制御作用と同様脈動電圧１の次の
セロボルトまで出力トランジスタ回路３０，４０をオフ
状態に保持する。この場合であってもサィリスタ制御は
比較的にその応答速度が遅いので、シュミット回路９２
から直後制御トランジスタ７７，７８のｄ端子へパルス
を印加することは必要である。第５図には本発明の第２
実施例が示され、第１実施例と同一の構成には同一符号
を付して説明を省略する。

第２実施例において発振回路５０は周知の矩形波発生回
路で、形成されその出力ｊ，ｋの位相は互い１８００ず
れており、該出力はノァゲート１０３，１０４および駆
動回路３４を介して出力トランジスタ３１，４１のベー
スに供給される。 ‐ノア
ゲート１０３，１０４の入力にはゼロボルトスタート信
号ｅ、電力制御信号ｃ及び過電流保護信号ｄが接続され
、通常は零であるがいづれかの信号が印加されるとその
対応する出力トランジスタ回路３０もし〈は４０がオフ
作動される。

その他の回路は第１実施例と同様であるので省略する。
第２実施例において、帰還回路７１，７２は出力トラン
ジスタ１０の二次側電圧を検出する検出巻線１０５を含
む。ゼロポルトスタート信号ｅがオフとなると、発振信
号ｉあるいはｋのうちいづれかオフ信号の印加されてい
る一方のノアゲート１０３もし〈は１０４を通じて始動
が行なわれる。いま出力トランジスタ３１がオン作動さ
れたと仮定すると、一次巻線１１と検出巻線１０５とは
図示の極性に巻かれているので帰還回路７１によりノア
ゲート１０３にはオフ信号がまた帰還回路７２によりノ
アゲート１０４にはオン信号が印加され出力トランジス
タ回路４０はオフ状態に維持される。発振回路５０から
ノアゲート１０３に正の発振信号ｉが印加されるとノア
ゲート１０３はオフ作動するが、出力トランジスタ３１
のオフ作動には蓄積電荷により若干の遅れが生ずる。こ
の遅延の間／ァゲート１０４は帰還回路７２からの正の
帰還信号でオフ状態が維持される。出力トランジスタ３
１がオフ作動すると、検出巻線１０５からノアゲート１
０４に負の帰還信号が印加されノアゲート１０４がオン
作動し、出力トランジスタ回路４０が作動する。以降こ
の発振作用が継続して出力トランス１０より矩形波出力
が得られる。第６図には本発明の第３実施例が示され、
第１実施例、第２実施例と同一の構成には同一符号を付
して説明を省略する。出力トランジスタ３１のコレクタ
は駆動回路４４を介して出力トランジスタ４１のベース
に接続され、同様に出力トランジスタ４１のコレクタは
駆動回路３４を介して出力トランジスタ３１のベースに
接続されている。この実施例では駆動回路３４，４４は
、帰還信号２７１，２７２がかなり高電圧のａ，ｂ点か
ら与えられるために生ずる電力損失を低減させるために
設けられたものでこの回路のトランジスタは飽和状態で
使用される。すなわち、出力トランジスタ３１，４１の
ベース電圧は低電圧でよいので、低電圧の電源電圧十Ｅ
，一Ｅをもつ駆動回路３４，４４を設け、帰還信号２７
１，２７２の電流をこの駆動回路３４，４４にて増中す
ることにより、帰還信号２７１，２７２の電流値を低減
可能とし、帰還抵抗１１１，１１２での電力損失を少く
するものである。駆動回路３４，４４はコレクタに正電
圧十Ｅの印加されたＮＰＮトランジスタ３５，４５とコ
レクタに負電圧−Ｅの印加されたＰＮＰトランジスタ３
６，４６とを含む。ゼロボルトスタート信号ｅがオフと
なり、中間タップ１３の脈動電圧が出力トランジスタ３
１，４１をオン作動するに十分となり、出力トランジス
タ３１，４１のいずれか不定であるが、例えば発振回路
５０を形成する矩形波発生器の出力ｉが正で出力トラン
ジスタ３１がオン作動しているとする。

すると出力トランジスタ３１のコレクタａの電圧はゼロ
に、出力トランジスタ４０のコレクタｂの電圧は出力ト
ランスの変圧器作用により中間タップ１３の電圧の２倍
となる。したがって出力トランジスタ３１はオンに、出
力トランジスタ４１はオフに保持される。やがて矩形波
発生器の出力ｉが負となり、出力ｋが正となると、出力
トランジスタ３１の駆動信号はオフとなるが、出力トラ
ンジスタ３１のオフ作動には蓄積電荷により若干の遅れ
が生じ、やがて出力トランジスタ３１がオフとなると、
出力トランジスタ３１のコレクタａが正となり、帰還信
号２７２が駆動回路４４が増中され、出力トランジスタ
４１をオン作動させる。以上の様にして、第３実施例で
も他の実施例と同様に一方の出力トランジスタのオフ動
作を確認後、他方の出力トランジスタをオン動作させる
ので、両出力トランジスタ回路が同時に作動することが
防止される。本発明の特徴の一つは高周波発振器の電源
が商用交流電圧を全波整流したままの脈動電圧であるこ
とであり、そのために出力トランジスタ３１，４１を駆
動する信号も特別なものが使用される。

出力トランジスタ３１，４１のコレクタ噂流の大きさは
電源の脈動電圧に比例して変化するので、蓄積時間を短
くするために出力トランジスタ３１，４１のベースへ供
野合する駆動電流も電源の脈動電圧に比例するものとし
なければならない。そのためには出力トランジスタ３１
，４１を駆動するための駆動回路の電源蟹圧十８は直流
蟹圧＋Ｅ。と電源の脈動電圧に比例する電圧＋Ｅ＾との
和とし、駆動回路のトランジスタは飽和状態で使用され
なければならない。この直流電圧十Ｅｏは、出力トラン
ジスタ３１，４１のベースがある値まではコレクタ電流
がほとんど流れないために必要とするもので、この値は
、中間タップ１３の脈動電圧がゼロボルトのとき、コレ
クタ電流が実質的にゼロになるように選ばれる。また出
力トランジスタ３１，４１のオフ作動を確実にするため
と、蓄積電荷による出力トランジスタ３１，４１のオフ
作動時の遅延時間を短縮するために、出力トランジスタ
３１，４１のオフ作動時にはそのベースへ駆動回路より
、負の電圧−Ｅが供給される。以上述べたような駆動電
圧を与えるために、駆動回路の電源電圧は第７図に示す
回路より供給される。この駆動電源回路は整流回路１１
５，１１６を含み、整流回路１１５の一方の端子１１７
が正極端子として用いられ、他方の端子がトランジスタ
１１８を介して整流回路１１６の出力端に接続され、整
流回路１１６の他方の出力端１１９が負極端子として用
いられている。トランジスタ１１８のベースにはッェナ
ーダィオード１２０が接続され、直流電圧＋Ｅｏが得ら
れる。１３１，１３２は平滑コンデンサで１３３，１３
４は高周波のバイパスコンデンサである。

第７図の駆動電源回路の１１７の電圧は第８図に示され
る様な正の脈流波形十Ｅ＾と直流電圧十Ｅｏとの和であ
り、１１９の電圧は負の直流電圧−Ｅであるような電源
波形が得られ、第１図、第５図および第６図に示した実
施例の駆動回路３４，４４に供給される。前述した実施
例において、過電流の検出は出力トランス１０の一次巻
線１１に設けられた誘導コイル９川こより行なわれるが
、検出手段としては第９図に示される様に出力トランジ
スタ３１，４１の電流を抵抗１３５，１３６により検出
する手段あるいは第１０図に示される様にホール素子１
３７により検出する手段等が存する。出力トランジス外
こ過電圧が印加された場合トランジスタが破壊されてし
まう事態が知られている。

この様な過電圧は出力トランスに洩れ磁束が存して駆動
トランジスタがオフ作動するときに生じるスパイク電圧
として知られる。この過電圧を吸収する保護回路が第１
１図に示されている。第１１図において出力トランジス
タ３１，４１のコレクタはダイオード１２１，１２２を
介してコンデンサー２３に接続されている。コンデンサ
１２３には商用電源２１を巻線比２対１で昇圧するトラ
ンス１２４と整流回路１２５を介して電源電圧最大値の
２２倍の電圧が充電されている。通常の正常動作では出
力トランジスタ３１，４１のコレクタには電線電圧の２
倍以上の電圧は印加されず、ダイオード１２１，１２２
は常に逆電圧がかかって電流が流れない。しかしながら
何等かの原因で出力トランジスタ３１あるいは４１に過
電圧が印加されると、ダイオード１２１，１２２には順
電圧がかかり導適する。この電流はコンデンサ１２３に
並列接続された抵抗１２６により放電される。以上の様
にして出力トランジスタ３１，４１には所定電圧以上が
印加されない様に規制されている。本発明に係る高周波
誘導加熱装置用電源回路には高力率の加熱コイルが要求
される。

加熱コイルの力率を高めるためには、加熱コイルと被加
熱体との相互誘導係数をできるだけ１に近ずけることが
好ましい。調理済み食品の保存容器を加熱シールする場
合、力率の高い加熱コイルを得ることは比較的困難であ
る。その１つの困難性は保存容器をシールする時の加熱
が中の狭い帯状に形成されねばならないという点から生
じる。第１２図には通常の加熱コイルの基本的な偏平渦
巻きコイル形状が示されている。

この加熱コイル３１川ま被加熱体に絶縁状態で押し付け
られ、コイル形状に対応した部位が加熱される。第１３
図には袋状の保存容器を製作する途中段階が示され、三
重構造の積層シート３１１が２枚重ねられ、その上を加
熱コイル３１０が矢印の様に移動することにより斜線で
示される接合部３１２が加熱シールされる。そして接合
部３１２を鎖線に示す様に切断すれば、三辺が接合され
た袋状の保存容器を得ることができる。この製作時に、
第１２図に示した偏平渦巻きコイル３１０は第１３図の
若干誇張した図から明きらかな様に破線の部分まで加熱
シールしてしまう点で使用することができない。このた
めに実際の使用上は恐らく加熱コイル３１０の一方の辺
３１０Ａを無効辺とするべく被加熱体である積層シート
３１１から浮離させることが必要であろう。第１４図に
は第１３図の説明の様にして製作された保存容器に調理
済み食品を充填した後に、その開口部３１３を加熱コイ
ル３１川こより加熱シールする状態が示されている。こ
の場合でも加熱コイル３１０の無効辺３１０Ａは被加熱
体と近接しないことが容易に理解される。こうした無効
辺を有する加熱コイルは無効辺が被加熱体と電磁結合し
ないために相互誘導係数は低下し、高力率の加熱コイル
を得ることは不可能である。第１２図において、加熱コ
イル３１０の無効辺３１０Ａを加熱辺３１０Ｂに近接す
ることにより１本の狭い帯状の加熱シールが達成される
かにみえる。しかし、より現実的にはこの結果相互譲導
係数自体が低下してしまうのでこの考えは否定される。
第１５図には保存容器の開○部を気密シールする従来の
改良された加熱コイルが示され、偏平渦巻きコイル３１
０にフェライトの磁芯３１４を固定したものである。

この従来例では加熱コイル３１０から生じた磁束のほと
んどは矢印Ｐで示される様に磁芯３１４中を通り、相互
誘導係数の増大に寄与する。しかし、この場合であって
も無効辺３１０Ａによる被加熱体と鎖交しない磁束Ｑの
存在により加熱コイル全体の相互誘導係数は制御されて
しまう。第１６図には本発明に好適な高周波加熱コイル
の概略構成図が示され、無効辺３１０Ａとのみ鎖交する
洩れ磁束Ｑを減少するために短絡コイル３１５が設けら
れている。

短絡コイル３１５はその一方の辺部が加熱コイル３１０
の無効辺３１０Ａに暖近して配置され、磁芯３１４の磁
気回路を囲む短絡電流通路を形成する。短絡コイル３１
５が図示の様に設けられると、洩れ磁束Ｑが短絡コイル
３１５と鎖交するので、短絡コイル３１５にはこの洩れ
磁束Ｑを打ち消す方向の電流が図示の様に流れる。この
結果、洩れ磁束Ｑは短絡コイル３１５により打ち消され
、加熱コイルの相互誘導係数が増加することが理解され
る。第１６図の実施例において、短絡コイル３１５は銅
線の巻回コイルから成るが、導電性の金属板で短絡コイ
ルを形成することも可能である。

加熱コイルを固定する金属製の取付台で短絡コイルを兼
用した実施例が第１７，１８図に示される。この実施例
において、取付台３１６は電気伝導度及び機械的強度が
大きく、加工の容易な真ちゆうからなり、短絡コイルの
役目を果す。取付台３１６はほぼコ字状断面形状を有す
る棒からなり、第１８図に示される様に、保存容器加熱
シール機械の可動腕３１７にねじ３１８，３１９にて強
固に固定されている。取付台３１６の長手方向にはこれ
もコ字状断面形状を有するフェライト製の磁芯３１４が
固着されている。磁芯３１４には更にヒータ３２０が埋
め込まれ、このヒータ３２０は保存容器の加熱シール工
程で保存容器と加熱コイル装置とが接触する様に、加熱
コイル装置自体が保存容器の熱が奪うことを防止する。
このヒータ３２０は接触型の高周波誘導加熱装置には極
めて好適であり、もしこのヒータ３２０が設けられてい
ない場合には、所望のシール部の周辺部も無用に加熱さ
れてしまう事態が生じるであろう。加熱コイル３１０の
加熱辺３１０Ｂがヒータ３２０の前面にまたその無効辺
３１０Ａが取付台３１６に固定され、この結果加熱コイ
ル３１０は滋芯３１４を取り巻く様に配遣される。

この状態で取付台３１６は無効辺３１０Ａの接近した辺
部３１６Ａとその反対側の端部３１６８とで磁芯３１４
の磁気回路を囲む短絡電流通路を形成し、無効辺３１０
Ａによる洩れ磁束を吸収する。加熱コイル３１０の加熱
辺３１０Ｂ及び無効辺３１０Ａの前面には銅製の保護板
３２１，３２２が固定され、加熱コイル３１川こ損傷が
与えられることを防止する。第１９図には加熱コイルの
他の実施例が示され、この実施例では加熱コイルの無効
辺３１０Ａがヒータ３２０をはさんで加熱辺３１０８と
反対側に位置されている。

取付台３１６にはその一部に関口部３１６ａが形成され
、この関口部３１６ａに無効辺３１０Ａが挿入されてい
る。この実施例によれば加熱コイル装置を小型化できる
と共に加熱コイル３１０の無効辺３１０Ａと被加熱物と
の相互譲導係数は極めて小さいので、第１３図に示すよ
うな製袋時の帯状シールを行う際にも好ましいものであ
る。本発明に好適な加熱コイルで高周波誘導加熱による
シールを行う場合には、前述の説明のように実質的に同
じ加熱コイル２個を用いて加熱コイルの加熱辺でシール
部を押圧する方法と、１個の加熱コイルの加熱辺をシー
ル部へ押圧し、対向する側にはその加熱コイルの磁芯と
磁気回路を形成すべき磁芯を配置する方法とがあるが、
両者の加熱特性には大差はない。

本発明に用いる高周波誘導加熱コイルは、加熱辺と被加
熱物との相互誘導係数を大きく、無効辺と被加熱物との
相互譲導係数を４・さくし、所望とする加熱部分の電流
密度を高め、それ以外の部分の電流密度を低めると共に
、無効辺で生じる洩れ磁束を短絡コイルにより減少せし
め力率の高いコイルであるので、効率のよい高周波譲導
加熱シール用のコイルである。

次にこの高周波誘導加熱コイルで、金属箔の内側にナイ
ロンのような吸湿性の樹脂膜をもつシートのシール方法
を述べる。

この加熱コイルによれば所望とする部分のみを有効に加
熱できるので、前述した加熱片のみを加熱するヒータの
加熱温度は、それほど高くしない場合でも良好なシール
を得ることができる。したがって、吸湿性の樹脂を含む
シートをシールする場合には、この加熱コイルでシール
個所を押圧した後、高周波電力を供給し、シール部が溶
融したら高周波電力の供給を停止する。シール部が熔融
する温度では樹脂膜内に吸収されている水分が蒸発し、
シール部は発泡するが、高周波電力の供給停止と共に、
シール部の温度は温度の低い加熱コイルへ移り、シール
部の発泡がなくなる。シール部の温度が十分低下したら
加熱コイルによるシール部の押圧を止めればよい。この
場合でも、コイルの加熱片の温度は高いほど効率のよい
加熱が行えるので、シール部がシールを終了した段階で
発泡が認められない程度に高温に保つのがよい。以上説
明した様に本発明に係る高周波誘導加熱コイルによれば
、極めて高い力率を得ることができる。

本発明に係るコイルの力率は０．９以上の値にすること
が万能であり、従来の一般的な誘導コイルの力率値が０
．１以下であることと比較してその改良は極めて大きな
効果を奏することが明らかである。高力率の加熱コイル
はその加熱効率を極端に向上することができる。

即ち被加熱物へ供給される電力は加熱コイルの力率に比
例するので、同一の電力を被加熱物に供給する場合、高
力率の加熱コイルでは電流値を減少することができる。
加熱コイルの電流値を減少させることは高周波譲導加熱
装置の製作に際して種々の利点を呈する。

このことは本発明における加熱コイルが従来に比してそ
の力率が１の音以上そしてその電流値が１′１０以下に
することを可能にしたことから理解されるであろう。こ
れらの数値は同一の電力を供給するための加熱コイル線
径を１′１０以下にし得ることを意味し、この点は極め
て重要である。加熱コイル線径を細くすることは加熱コ
イルを任意の形状に形成することを容易にする。また電
流値の減少は導線部分の構造を簡単にすることができ更
に導線を細くし冷却装置を必要としない利点をする。特
に加熱コイルを移動可能としなければならない装置にお
いて径の細い可榛性の導線を用いることができる利点を
有する。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明に係る高周波加熱装置用電源回路の好適
な第１実施例を示す回路図、第２図は第１図に接続され
るゼロポルトスタ−ト回路を示す回路図、第３図は第１
図に接続される電力制御回路を示す回路図、第４図は第
１図に接続される過電流保護回路を示す回路図、第５図
は本発明の第２実施例を示す回路図、第６図は本発明の
第３実施例を示す回路図、第７図は出力トランジスタの
駆動回路図、第８図は第７図の波形図、第９，１０図は
それぞれ過電流検出回路図、第１１図は出力トランジス
タの過電圧保護回路図、第１２図は通常の加熱コイルの
基本的な偏平渦巻きコイル形状を示す概略図、第１３図
は第１図の加熱コイルにより袋状保存容器を製作する工
程を示す平面図、第１４図は第１２図の加熱コイルによ
り袋状保存容器の閉口部を気密シールする工程を示す平
面図、第１５図は従来の加熱コイルを示す概略図、第１
６図は本発明に用いる高周波加熱コイルの概略構成図、
第１７図は本発明に用いる高周波加熱コイルの好適な実
施例を示す斜視図、第１８図は第１７図の断面図、第１
９図は本発明の他の実施例を示す断面図である。 １０……出力トランス、１１……一次側、１２，３１０
・・・・・・高周波加熱コイル、１３・・・・・・中間
タップ、２０・・・・・・電源回路、２１・・・・・・
商用電源、２２・・・・・・整流回路、３０，４０・・
・・・・出力トランジスタ回路、５０・・・・・・発振
回路、７１，７２・・・・・ナ号還回路。 第１図 第２図 第３図 第４図 第５図 第９図 第６図 第７図 第１０図 第１２図 第１４図 第１５図 第１６図 第１１図 第１３図 第１７図 第１９図 第１８図

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 商用電源とこの電源電圧を周期的に低電位を繰り返
   えすように整流させる整流回路とを有する電源回路と、
   一次側の中間タツプが前記電源回路にまた二次側が高周
   波加熱コイルに接続された出力トランスと、前記出力ト
   ランスの一次側の両端にそれぞれ接続された一対の出力
   トランジスタ回路と、前記整流回路の出力が入力されか
   つその電圧の立上りのスタート時点でパルスを発生する
   スタートパルス発生回路と、前記スタートパルス発生回
   路の出力の入力で前記各出力トランジスタのいずれか一
   方を駆動させるパルスが出力され、かつ前記各出力トラ
   ンジスタ回路のうち一方のコレクタ電流が零になったこ
   とを検出する検出信号で相対向する一方の出力トランジ
   スタ回路を駆動させるパルスが出力され、さらに前記電
   源回路の前記低電位の出力で駆動を停止するパルス発生
   回路とを具備することを特徴とする高周波加熱装置用電
   源回路。