JPS60146547A - クロツク信号抽出回路及びデジタル再生器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明はデジタル信号レピータ、特に海底通信システム
のためのデジタル信号再生器に関り゛るがそれに限定さ
れるものではない。

従来の技術 本発明者が先に提案した英国時１［出願第８２２１９０
８号は入力データ流れから取り出されたクロック信号に
よって駆動される受動的タンクないし共振回路を有する
光信号再生用クロック抽出回路を開示している。第１図
は再生回路をブロック図で示す。

第１図において、一方向伝送（左から右）のための再生
器用の１つの再生モジュールを示づ。他にも反対伝送方
向へのこのＪ：うなモジュールが設りられている（図示
せず）。

再生器モジュールは端子を通して供給される一定ライン
電流源によって電源が与えられる。“受信された光信号
は受信光レベルに直線的に従う電気出力信号を与えるよ
うバイアスされたシリコン　アバランシェ　フォトダイ
オード１０によって検波される。該出ノＪ信号は前置増
幅器１１及び主増幅器１２で増幅され等化器１３で等化
される。リタイミング情報は回路１５によりデータ流れ
から取り出されるが、これはデータ流れから取り出され
たクロック信号、本実施例では３２０Ｍ　Ｉ−Ｉ　Ｚ、
を利用している。ＡＧＣ回路１４は増幅器１２の出力を
一定レベルのデータ信号となす。判断及びリタイミング
回路１６はデータパルスを各クロックパルス立ち上り端
で基準電圧と比較し該データがＯであるか１であるか判
断し、再生されたデータのりタイミングを行なう。

１．３μｍで作動するガリウム　アルミニウムヒ素　レ
ーザ１７が送信器として用いられ、変調器１８にて非ゼ
ロ復帰（ＮＲＺと略記）データで変調される。

同様に受信データもＮＲＺ形式である。

発明が解決しようとする問題点 タイミング信号抽出回路１５は受信されたデータ流れか
らタイミングないしクロック情報を抽出しこれは受動的
タンク回路を駆動するのに使われる。本システムで使用
される種類のビットパターンではクロック成分は１６な
いし１８ｄＢの範囲で変動するが、一方で１０１１分の
１のクロック１’Ｉｊ　Ｉｔが必要である。クロック成
分がこのように広範囲で変動するので抽出さ′れたクロ
ック信号で駆動される受動的クロック発生器では振幅が
消滅しがちである。このようにＮＲＺ信号では受信デー
タのクロック内容がそのパターンと共に、例えば１０１
０１０１０、で変化し、１ｏｉｏｉｏｉｏでは信号は最
大のクロック内容を有しＣいる。１１１１１１１１やｏ
ｏｏｏｏｏｏｏでは信号ははるかに少いタロツク情報♀
しか含まない３゜先に記載した特許出願にお（プるタイ
ミング（クロック）抽出回路１５はクロック内容をこの
ような多様な信号から取り出し、実際にタロツク信号周
波数を選択するろ波器へほず一定の電力を供給する。

本発明の目的は改良されたりＤツク信号抽出回路を提供
することにある。

問題点を解決づるための手段 本発明は受信データ信号からタロツク周波数を選択Ｊる
）戸波器と、選択された信号を増幅する増幅器とよりな
り、複数の類似の縦続増幅器部分く第２段、第３段、第
４段、第５段等）を集積回路により構成し増幅器部分の
オフセット電圧を選択的局部帰還（第３段、第６段等）
作用を用いて最小化したことを特徴どするＮＲＺ　ｐｃ
Ｍ（＝＠からクロック信号を抽出するクロック信号抽出
回路を提供するものである。

本発明はまた入力光検波器と、検波器から取り出された
電気信号を増幅する主増幅器と、増幅された信号を受取
るよう接続された判断及びりタイミング回路と、判断及
びリタイミング回路からの信号に対応する光信号出力を
生ずる光出力素子とよりなり、上記のクロック信号抽出
回路により判断及びリタイミング回路を同期させること
を特徴とする光デジタル伝送システムにおける信号再生
のためのデジタル再生器を提供するものである。

実施例 第１図においてデータ１０１０１０１０が整流されて点
Ａに現れ５ＡＷｉ戸波器へ第２図に示すように与えられ
るとクロック成分はビーク−ビーク値が約４２４　ｍＶ
又は−３，５ｄＢｍ５０Ωになる。この例ではデータの
バンド幅がきびしく制限されているので′データ１ｏ１
ｏｉｏｉｏは実際上クロック周波数の半分の周波数を持
つサイン波として現れる。

５ＡＷＰ波器が２９ｄＢの１０朱を有し、箱１５内にシ
リコン　ダイオード　リミッタが整流器として含まれて
いる場合に、パターン１１１１００００を取り扱おうと
するならばクロック周波数において５２ｄＢの電圧利得
を得ることが望ましい。本増幅器内ではクロック信号は
データから分離されているので時間及び温度に対する位
相安定性が本質的である。

前述の特設出願のいわゆる定電源回路ではデータパルス
に依存し、立上り端により発生されたパルスが定電流源
により充電されたコンデンサの放電をトリガできるよう
データパルスは十分矩形であることが前提である。しか
しながら、バンド幅のゼまいパルスの立」ニリを鋭くし
ようとすると、大きなジッタを起しがちである。

数種類のＳＡＷ変換器による同調を試みた。その結果で
は同調させると２０ｄＢ以上の利得をかせげることは分
ったがトリプル　トランジン１〜応答による通過帯域歪
みは制御し難い。３２５Ｍ　ｃ／ｓにおては低入力イン
ピーダンスあるいは高入力インピーダンスの増幅器を設
計することは非常に困難である。ＳＡＷ変換器は広範囲
の抵抗値を有している。このことは変換器同調の実効的
なＱ値を制御づ°ることは困難で、その分受動回路の利
得をあきらめねばならないことを意味する。通過帯域歪
みはクロック）戸波器が監視トーンのＦ　Ｍ側波帯を受
入れなければならないことに起因する問題である。

本発明の目的の１つは「利得をかせぐ」ことが不可能な
ところでクロック周波数において高い利得を得ることで
ある。これを実行する古典的な手段はコイルを使う増幅
器を同調させることであろうが、そうすると集積化が高
価になる。これは逆に増幅器は集積回路外に置かれるコ
イルやコンデンサなどの受動素子の数を最小数としなけ
ればならないことを意味する。非常に望１：ｔ、、いの
は平衡回路の使用であり、従って２個の結合コンデンサ
が直流阻止縦続段で必要になる。第３図に示Ｊ帰還対増
幅器は簡単のため平衡されていないが、１１Ｆ帯で通常
使われているもので自己バイアス作用を有し最大の利得
−帯域幅積を与えるものである。

この増幅器は以下の理由で最適でない：（ａ＞負帰還が
さもなくばリミッティングをより有効とずべく有効に使
えたはずの利得を損う。

（ｂ）帰還が特性を平坦に（これはコイル又はコンデン
サ又はその双方を用いなれば整形できないが）する傾向
があるが平ｉｉコな特性は帯域外の利得が雑音及びジッ
タを持込むの（・′望ましくない。

（Ｃ）ループ帰還は帰還が周波数によってその位相を変
化させるのも一因で増幅特性を平坦にする。これは帯域
外利得の位相をループ利得の振幅に依存せしめる。後者
は湿度によって変化しループ帰遷クロック信号増幅器は
ループ帰還を用いないものより温度に対し鋭敏になりが
ちである。

（ｄ　）自己バイアスし、直流阻止コンデンサのないル
ープ帰還増幅器は困難である。

第４図に示す増幅器回路はループ帰還を避け、タロツク
周波数において最小限の局部帰還を持つよう意図された
ものである。多くの段は縦続接続される。得られた利得
は３個のコンデンサ■あるいは第４Ａ図に示されるよう
なトランジスタの自己容重によって整形される。

プ［］］１−タイプモデではＢＦＲ９０型トランジスタ
を使用した。増幅段では１・などて表わされるベースス
１ヘツパ抵抗として、Ｔなどで表わされるＵＬＡ（アン
コミツテツド　ロジック　アレー；（Ｊｎｃｏｍｍ目ｔ
ｃｄ　Ｉ−ｏｇｉｃ　Ａ　ｒｒａｙ）　ｔ−ランジスタ
の高いベース抵抗を模擬するため１００オームの抵抗器
が使用された。エミッタ抵抗器ｒｅの代表的な値はそれ
ぞれ第１段で４００オームのＡ−ダ、第２゜４．６段及
び第８段で８００オーム、第３及び６段で４００オーム
、第７段で２，７にオームである。

ＵＬＡ大型１ヘランジスタは２．５ｐｆの容量を示した
。実験モデルはタロツク周波数にＪ３いて非常に平坦で
５０Ｍｃ／ｓ雛れた位首で２５　ｄＢ下り、６（，１０
Ｍｃ／ｓにて約２０ｄＢ下る周波数特性を示した。

ＳＡＷ通過帯域波形はネッ１〜ワーク　アナライリ”（
Ｎｅｔｗｏｒｋ　Ａｎａｌｙｓｅｒ　＞による５０オー
ム測定と実質的に同じである。

第１図において、）戸波器Ｆへの入力回路は整流器２０
（第１図）、すなわちデータからクロック周波数を発生
させるために信号を歪まぜる非線型回路を有する。この
クロック信号は非常に弱く、多くの不要な信号を伴う。

表面波）戸波器Ｆはクロック周波数を選択するがその際
損失をもたらすので増幅器第１段へ供給される信号はさ
らに弱い、。

第４図に示した増幅器の第７段は平衡ベース接地段であ
り５ＡＷＰ波器は低いが一定しないインピーダンスを持
つ。第１段はまた第６図のコレクタにおいて第５図に与
えられた方程式で与えられる直流電圧Ｅを生ずる平衡直
流電圧調整器としても作用覆る。ただし第５図において Ａ＝　ａ（１＋β）　（１＋　（ｃ／ｄ　）　）十ｃ　
。

Ｂ＝　ｂ（１＋β）　（１＋（ａ／ｄ　）　）。

βは電流利得、Ｉｏば次段をバイアスする電流で実験モ
デルでは４０μＡ、さらにａ＝　２００Ω、ｂ＝　６２
０．　Ｃ＝　７５００．β”８１．！ｏ″；４０μＡ。

Ｖ　＝　０．７７７５ボルト（２つの平衡入力段の平均
）の場合、Ａは４８，０１８．　Ｂば５２　、８３４と
なり、またＥは平衡回路コレクタの平均が３，８３４ボ
ルトの場合３、８３０ボルトまで達する。

第２段はクロック周波数において電圧損失がわずかでエ
ミッタに（Ｅ−Ｖ　）ボルトの直流電圧を生せしめるエ
ミッタホロワ緩衝器である。

平衡対を形成している２つのエミッタホロワは同じ出ツ
ノ波形を持たない。一方は右から左へ、他方は左から右
へと歪まされようにとする。ここで最も正しい応答は位
相から位相へである。

第３段はテイル（ｔａｉｌ）に利得整形用の容量性イン
ピーダンスを含むπセクションを持つロングティルト　
ペア　（ｌｏｎｇ　ｔａｉｌｅｄ　ｐａｉｒ）である。

Ｚの最適値は約１０ｐｆである。集積回路中の２個のト
ランジスタ（第４Δ図）が７を形成するために用いられ
る。容量不足のためいくばくかのトランスバース　ゲイ
ン（ｔｒａｎｓｖｅｒｓｅ　ｇａｉｎ　）の損失が起る
。直流段３においてはエミッタ負荷とコレクタ負荷は同
じなのでオフセラミル電圧は指幅されづ”、Ｆ−２ｖが
エミッタに、６−Ｅ＋２Ｖがコレクタに現れる。

この過程がくりかえされる。第２及び３段は３回くりか
えし縦続接続される（第４．．５．６及び７．８及び９
段）。第５段において元の直流生成電圧Ｅが■の値と無
関係にコレクタに現れる。

第７段は交流電圧リミッティングが行なわれるよう等し
くないエミッタ、コレクタ負荷を有している。この段の
コレクタ電圧の規格値は直流でＶ−（’Ｅ／４　）’＋
　（Ｖ／２　）ポル１〜である。

各部品を利用して試作した実験モデルではＪ１算値５．
４３０ボルトに対し５．４５７及び５．４３８ボルトが
それぞれ得られた。

リミッティングは抵抗器Ｒの値にＪ：る：Ｒ＝１００Ω
では平頂波が（第７図）。

Ｒ＝０Ωでは歪んだ正弦波が（第８図〉それぞれ得られ
る。

ＸどＹの間にチョークを置いてやるとピーク−ビーク電
圧が１．６ボルトに増加し同時に歪みがよりか少なくな
る。

第９段からのプッシュプル出力ＯＰ１及びＯＲ３は第１
図１６の判断及びリタイミング回路へ送られ、第１０段
からの出力ＯＰ３とＯＦ２は監視回路１９へ送られる。

上記増幅回路は浮遊容量、主に制限ダイオードとして使
っている２個のトランジスタの浮遊容量により同調が取
られた制限コイルを用いることができる。このＪ：うな
増幅器では集積回路内【二人らない唯一の部品はこの可
変コイルである。試作されたモデルでは非常にきれいな
正弦波形が得られた。コイルは第９図に示されるように
ＸとＹの間に接続される。コイルは半剛体の銅製同軸ケ
ーブル５０で１６０ｍｂｉｔ　（２巻き）又は３２５ｎ
ｌｌ）ｉＬ　（１巻き）などそのシステムによる値で共
振り−る。銅の外側の導体５１は内部導体５３とリンク
５２で結ばれる。同調回路へのエネルギの供給は端子×
及びＹから図示の位置で行われる。リミッタダイオード
Ｄ１及びＤ２は共振器間に逆平行に接続される。第９図
の共振器が接続されると抵抗Ｒの値はＯとなる。

【図面の簡単な説明】

第１図は先に提案した海底長距離通信システムのための
光デジタル信号再生器のブロック系統図、第２図は第１
図中の点Ａにお（するデジタル信号の電圧波形、第３図
は本発明を説明するだめの帰ｉ１対増幅器回路を示す図
、第４図は第１図にお（プる回路１５として適当な本発
明の実施例によるタロツク信号抽出回路の回路系統図、
第５図は第６図に示す回路における電圧Ｅを導出する方
程式、第６図は第４図の回路の機能を説明するために用
いる別のトランジスタ増幅器段の回路系統図、第７図及
び８図は第４図の回路に現れる電圧波形を示す“図、第
９図は第４図の回路に使用されるに適した共振回路を示
す図である。 １０・・・シリコン　アバランシェ　フォトダイオード
、１１・・・前置増幅器、１２・・・主増幅器、１３・
・・等止器、１４・・・Ａ　Ｇ　Ｃ増幅器、１５・・・
タイミング信号抽出回路、１６・・・判断及びリタイミ
ング回路、１７・・・レーザ、１８・・・レーザ変調器
、１９・・・監視装置、２０・・・整流器、５０・・・
半剛体同軸クープル、５１・・・被覆導線、５２・・・
リンク、５３・・・心線。 特許出願人　スタンダード　テレフォンズアンド　ケー
ブルス　パブリック

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 （１）受信データ信号からクロック周波数を選択するＰ
   波器と、選択された信号を増幅する増幅器とよりなり、
   複数の類似の縦続増幅器部分（第２段、第３段、第４段
   、第５段等）を集積回路により構成し増幅器部分のオフ
   セット電圧を選択的局部帰還（第３段、第６段等）作用
   を用いて最小化したことを特徴とするＮＲＺ　ＰＣＭ信
   号からクロック信号を抽出するクロック信号抽出回路。 （２局部帰還選択度はコンデンサとして用いられる集積
   回路内のトランジスタ（第３段、第６段）によって決め
   られることを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の回
   路。 ［株］　第１部分く第１段）は低入ノＪインピーダンス
   を有するベース接地平衡入力段よりなることを特徴とす
   る特許請求の範囲第１項記載の回路。 （４）一部分（第２段）が平衡エミッタホロワ緩衝段よ
   りなることを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の回
   路。 ■　緩衝段（２に続いてテイル（ｔａｉｌ）部にパイ一
   部分を有する平衡ロングティルトペア（ｌｏｎｇ−ｔａ
   ｉｌｅｄ　ｐａｉｒ）　（第３段〉が後続すルコとを特
   徴とする特許請求の範囲第４項記載の回路。 （６）　ロングティルトペア（第３段）は等しいエミッ
   タ及びコレクタ負荷を有しこれによりＤＣオフセット電
   圧は増幅されないことを特徴とする特許請求の範囲第５
   項記載の回路。 ■　パイ一部分は容量性ゲイン整形インピーダンス（Ｚ
   ）を含むことを特徴とする特許請求の範囲第５又は６項
   記載の回路。 （８））戸波器は表面音響波ろ波器であることを特徴と
   する特許請求の範囲第１項記載の回路。 （９）増幅器出力端近傍の１つの部分く第７段）の出力
   端子（’Ｘ、Ｙ）間に接続された共振回路を有する特許
   請求の範囲第１項記載の回路。 （１０）共振回路は該共振回路のインダクタンスどキＡ
   ７パシタンスの大部分を有する半剛体のケーブル（５０
   ）Ｊ：りなる特許請求の範囲第９項記載の回路。 （１１）共振回路両端間に接続されたリミッタダイオー
   ド（Ｄｌ、Ｄ２）を有することを特徴とする特許請求の
   範囲第９又は１０項記載の回路。 （１２）パノノ光検波器と、検波器から取り出された電
   気信号を増幅する主増幅器と、増幅された信号を受取る
   よう接続された判断及びリタイミング回路と、該判断及
   びリタイミング回路からの信号に対応する光信号出力を
   生ずる光出力素子とよりなり、受信データ信号からクロ
   ック周波数を選択する一波器と、選択された信号を増幅
   する増幅器とよりなり、複数の類似の縦続増幅器部分く
   第２段、第３段、第４段、第５段等）を集積回路により
   構成し増幅器部分のオフはット電圧を選択的局部帰還（
   第３段、第６段等）作用を用いて最小化しＮＲＺ　ＰＣ
   Ｍ信号からクロック信号を抽出するクロック信号抽出回
   路ににり該判断及びリタイミング回路を同期させること
   を特徴とする、光デジタル伝送システムにおける信号再
   生のためのデジタル再生器。