JPS60160280A - ２逓倍回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は、例えば音声信号がＦＭ変調され、映像信号と
共に記録された信号を再生するビデオテープレコーダ（
ＶＴＲ）において、ヘッド切替時のスイッチングノイズ
等を除去する回路に使用される２逓倍回路に関する。

背景技術とその問題点 例えばビデオテープレコーダ（ＶＴＲ）において、映像
信号中の輝度信号を高域側″！：ＦＭ変鑞すると共に、
クロマ信号を隣接トラック間で周波数インターリーブす
るように低域変換し、互いにアジマス角の異なる２個の
回転ヘッドを用いてテープ上の傾斜トランクにガートバ
ンドを′置かずに記録することが行われている。

このようなＶＴＲにおいて、音声信号の些録は、従来は
固定ヘッドを用いてテープの移送方向に連続したトラッ
クに、いわゆるオーディオテープレコーダと同様の方式
で行われていた。

ところが上述のＶＴＲにおいて、記録の高密度化を進め
た場合に、テープの移送速度は極めて低速にされ、いわ
ゆる８ミリビデオでは、約１．４ｃｍ／ｓｅｃにまでさ
れている。このため音声信号の記録において、固定ヘッ
ドとテープとの相対速度が遅くなり、良好な音声信号の
記録が行えなくなってしまっていた。

そこで音声信号を、ＦＭ変調された輝度信号と低域変換
されたクロマ信号との間の帯域でＦＭ変調し、映像信号
に重畳して傾斜トランクに記録することが提案された。

すなわち第１図はいわゆる８ミリビデオの記録系の一例
を示す。図において、入力端子ｆｉ＋からの映像信号が
ＡＧＣアンプ（２）、プリエンファシス回路（３）、ク
ランプ回路（４）を通じてＦＭ変調器（５）に供給され
て例えばシンクチップが４．２Ｍｌ１ｚ、ホワイトピー
クが５．４聞２となるようにＦＭ変調されたＦＭ輝度信
号ＹＦＭが形成される。この信号ＹＦＭがバイパスフィ
ルタ（６）を通じて混合器（７）に供給される。

また入力端子（１１からの映像信号がバンドパスフィル
タ（８）、プリエンファシス回路（９）を通じて低域変
換回路（１ｍに供給されて副搬送周波数が７４３．４４
ｋＨｚの低域変換クロマ信号ＣＤが形成される。この信
号ＣＤがローパスフィルタ（１１）を通じて混合器（７
）に供給される。

さらに入力端子（１２）からの音声信号がＡＧＣアンプ
（１３）を通じてローパスフィルタ（１４）に供給され
、帯域が１５ｋｌｌｚ以下に制限される。この信号がノ
イズ・リダクション用のエンコーダ（１５）に供給され
る。このエンコード信号がリミッタ（１６）を介してＦ
Ｍ変調器（１７）に供給されて、例えば中心周波数が１
．５ＭＨｚのＦＭ音声信号ＡＦＭが形成される。この信
号ＡＦＭが１．５ＭＩＩｚ±１００に！Ｉｚのバンドパ
スフィルタ（１８）を通じて混合器（７）に供給される
。

また回転う、ソドドラム（図示せず）からの回転に同期
したパルス信号が端子（１９）を通じてマルチプライヤ
（２０）に供給されて４トラツクで１周する信号が形成
される。この信号が４周波のパイロット信号形成回路（
２１）に供給されて、各トランクごとに約１０２．５４
ｋＨｚ　、１１８．９５ｋＨｚ　、１６５．２１ｋＨｚ
　。

１４８．６９ｋＨｚに変化するパイロット信号が形成さ
れる。この信号が混合器（７）に供給される。

従って混合器（７）からは、例えば第２図に示すように
周波数多重化された記録信号が取り出される。

なおパイロット信号はトランクごとにいずれか１つのみ
が設けられる。

そしてこの記録信号が記録アンプ（２２）を通じて互い
にアジマス角の異なる回転ヘッド（２３ａ）、（２３ｂ
）に供給される。

このようにして映像信号及び音声信号の記録が行われる
。

さらにこのようにして記録された信号を再生するには例
えば次のようにされる。

すなわち第３図におい°ζ、回転ヘッド（２３ａ）、（
２３ｂ　’）の再生信号がそれぞれアンプ（３１ａ　）
、（３１ｂ）を通じて取り出される。このアンプ（３１
ａ）（３１ｂ　）からの信号がスイッチ回路（３２）に
供給され、このスイッチ回路（３２）が端子（３３）か
らのヘッド切換信号によって制御される。このスイッチ
回路（３２）からの信号がバイパスフィルタ（３４）に
供給されてＦＭ輝度信号ＹＦＭが取り出され、この信号
がリミ′ツタ（３５）　、ＦＭ復調器（３６）、デエン
ファシス回路（３７）に供給されて輝度信号が復調され
る。またスイッチ回路（３２）からの信号がローパスフ
ィルタ（３８）に供給されて低域変換クロマ信号ＣＤが
取り出され、この信号が面域変換回路（３９）、デエン
ファシス回路（４０）　、バンドパスフィルタ（４１）
に供給されてクロマ信号が取り出される。この輝度信号
及びクロマ信号が混合回路（４２）で混合されて映像信
号が形成され映像出力端子（４３）に出力される。

またスイッチ回路（３２）からの信号が中心周波数が１
　、５ＭＩＩｚのバンドパスフィルタ（４４）に供給さ
れてＦＭ音声信号ＡＦＭが取り出される。この信号ＡＦ
Ｍがリミッタ回路（４５）を通じてＦＭｉｊｊ調器（４
６）に供給されて音声信号が復調される。この音声信号
がローパスフィルタ（４７）に供給される。

このローパスフィルタ（４７）からの信号がスイッチン
グノイズ除去用の前置ホールド回路（４８）、ローパス
フィルタ（４９）、デエンファシス回路（５０）　、出
力アンプ（５１）を通じて音声出力端子（５２）に出力
される。

またホールド回路（４８）に供給されるホールド信号は
、例えば端子（３３）からの第４図Ａに示すような信号
が２逓倍回路（５３）に供給されて第４図Ｂに示すよう
な切替えのタイミングを含むパルス信号が形成され、る
。

すなわら第５図Ａ、Ｈに示すようにアンプ（３’１ａ）
（３１ｂ）から再生信号が得られていた場合に、第５図
Ｃに示すようにスイッチングが行われると、第５図りに
示すようなスイッチ出力が形成される。

しかしこの場合に、スイッチング信号（第５図Ｃ）とＦ
Ｍ音声信号Ａ　Ｆ）Ｉのキャリアとは非同期であるため
、切替時点においてＦＭ波の位相が不連続となる場合が
有り、復調出力に第５図Ｅに示すようなスイッチングノ
イズが発生ずる。これによって再生音声信号にはフィー
ルド周波数（６０１１ｚ）及びその高周波が重畳され、
音質に著しい劣化を生じるおそれがある。そこで２逓倍
回路（５３）に°ζ、第５図Ｆに示すように切替時点を
含むパルス信号が形成され、この期間に前置ホールドを
行うことで第５図Ｇにボすようにノイズを除去するよう
にしている。

さらにスイッチ回路（３２）からの信号がパイロット信
号検出回路（５４）に供給されて、４周波のパイロット
信号が検出される。この検出信号がトラッキング制御信
号形成回路（５５）に供給されて、各パイロット信号の
レベルに応じてトラッキング制御信号が形成される。こ
の制御信号が端子（５６）を通じてサーボ回路（図示せ
ず）へ供給される。

このようにして映像信号及び音声信号の再生が行われる
。

そしてこの場合に、音声信号がＦＭ変調されて映像信号
と共に回転ヘッド記録再生されているので、テープの移
送速度が低速にされても音声信号が劣化するようなこと
がない。

ところでこの装置において、スイッチングノイズ除去の
ための前置ホールドは、短いとスイッチングノイズが漏
洩し、長いと前置ホールドによる信号の歪が増大する。

そこでホールドを行うための２逓倍パルス信号は、素子
のばらつきや温度特性等の影響を受けない、安定なパル
ス幅が要求される。

この場合に、例えばＣＭＯ５，Ｉ２Ｌ等を用いてデジタ
ル回路で行うと比較的容易に得られる。しかしながら回
路をＩＣ化する場合に、上述の音声回路はアナログ信号
処理であるために、この回路に同時にデジタル回路を設
けるのは困難である。

一方従来の回路では、第６図に示すように、端子（３３
）からの信号（第７図Ａ）が積分回路（５７）に供給さ
れ、この積分出力（第７図Ｂ）が波形整形され（第７図
Ｃ）、この整形された信号と元の信号とがエクスフルー
シズオア回路（５９）に供給される。これによゲＣ第７
図りに丞すような２逓倍パルス信号が形成され、前置ホ
ールド回路（４日）に供給されるようにしている。

しかしながらこの回路の場合、素子数が極めて多くなる
と共に、出力パルス幅が安定でない、などの欠点があっ
た。

発明の目的 本発明はこのような点にがんがみ、Ｗ１単な構成で安定
なパルス幅の２逓倍パルス信号が得られるようにするも
のである。

発明の概要 本発明は、エミνりが共通に接続された第１、第２のト
ランジスタと、エミッタが共通に接続された第３、第４
のトランジスタと、それぞれの上記エミッタに接続され
た第１、第２の定電流源と、上記第２、第３のトランジ
スタのベースに接続された電圧源とを有し、上記第１、
第２のトランジスタ及び上記第３、第４のトランジスタ
のエミッタ間に容量性素子が接続され、上記第１、第４
のトランジスタのベースには互いに逆相の入力信号が入
力され、上記第１のトランジスタのベースが面電位のと
き上記第２の定電流源に電流が流されて上記容量性素子
が充放電され、上記第４のトランジスタのベースが面電
位のとき上記第１の定電流源に電流が流されて上記容量
性素子が充放電され、上記人力信号の立上り及び立下り
に同期した２逓倍出力信号が得られるようにした２逓倍
回路であって、これによれば簡単な構成で安定なパルス
幅の２逓倍パルス信号を得ることができる。

実施例 第８図において、トランジスタ（６１）、（６２）のエ
ミッタが接続され、トランジスタ（６３）、（６４）の
エミッタが接続され、これらのエミッタがそれぞれトラ
ンジスタ（６５）、（６６）を通して定電流柳（６７）
に接続される。またトランジスタ（６２）、（６３）の
ベースが電圧源（６８）に接続される。さらにトランジ
スタ（６１）、（６２）のエミッタとトランジスタ（６
３）、（６４）のエミッタとの間にコンデンサ（６９）
が接続される。そし゛ζトランジスタ（６２）、（６３
）のコレクタが接続され、このコレクタから出力端子（
７０）が導出される。

この回路において、トランジスタ（６１）のベース（６
１ｂ）、トランジスタ（６６）のベース（６６ｂ）には
同相のパルス信号が入力され、トランジスタ（６４）、
（６５）のベース（６４ｂ）、（６５ｂ）には、逆相の
パルス信号が入力される。トランジスタ（６１）　、（
６４）のベースに人力されるパルスのハイレベルをＶｌ
、ローレベルをＶｔとし、トランジスタ（６２）、（６
３）ノベースニはｖ２とＶｌ（７）る直流レベルが与え
られている。

なおトランジスタ（６５）、（６６）のベースに加えら
れるパルスのレベルは定電流源（６７）のＩｔなる電流
がスイッチできればよいので適当なレベルでよい・また
、入カバルス信号が２逓倍された出力は、トランジスタ
（６２）、（６３）のコレクタより出力される。

まず第９図におけるｔｌなる区間について考える。トラ
ンジスタ（６６）のベースロー、トランジスタ（６５）
のベースハイよりトランジスタ（６５）にＩｉが流れて
いる。またトランジスタ（６１）のベースはロー（＝Ｖ
２）であり、Ｖｔ＞Ｖｔよりトランジスタ（６２）がオ
ンしている。したがってトランジスタ（６２）、（６１
）のエミッタはＶｌ−ＶＢｌｉである。また、トランジ
スタ（６４）のベースはハイ　（−Ｖｉ）でありＶｌ　
＞Ｖｌよりトランジスタ（６４）がオンし、トランジス
タ（６３）、（６４）のエミッタはＶｌ　ＶＢＥである
。

次にｊ　ｓ　−１−１２の区間に移ると、トランジスタ
（６１）のベースがハイ　（＝Ｖａ）となるため、トラ
ンジスタ（６１）のエミッタはＶｌ　Ｖｅｇとなって、
ｔｌの区間に比べ（Ｖｌ　Ｖｌ）妬くなる。

ここで、トランジスタ（６１）、（６２）とトランジス
タ（６３）、（６４）のエミッタは容量値Ｃ１なるコン
デンサ（６９）で結合されているからトランジスタ（６
１）、（６２）のエミッタが（Ｖｌ　Ｖｌ）高くなると
トランジスタ（６３）、（６４）のエミッタも（Ｖｌ−
ｖｌ）ＩＩｉ［Ｉくなり、ｔ１区間ではｖ３ＶＢＩｉで
あったため、ｔ２区間初期値は、（Ｖｌ−ＶＢＥ）”＋
（Ｖｌ　Ｖｌ）にチャージされる。ところが同時に、ト
ランジスタ（６５）のベースがロー、トランジスタ（６
６）のベースがハイに変化するため、ｔ２に移った瞬間
、コンデンサ（６９）にチャージされた電荷はトランジ
スタ（６６）を通して１１なる電流でディスチャージさ
れる。この区間ではトランジスタ（６２）、（６３）に
は、電流が流れないため、出力（トランジスタ（６２）
、（６３）のコレクタ）は、ハイになる。しかし、コン
デンサ（６９）が１１でデイスチ中−ジされ、トランジ
スタ（６３）のエミッタがＶｚ　Ｖａｇまで降下すると
トランジスタ（６３）がオンして、トランジスタ（６３
）のエミッタはＶＬ　ｖ８ｇに変化し、ｔ２→ｔ３区間
へ移行する。

ｔ３区間では、トランジスタ（６１）のベースがハイ　
（−Ｖｌ））ランジスタ（６４）のベースは口＜＝Ｖ２
’）より、それぞれのエミッタはＶｌ−Ｖ　８１１１　
Ｖ　１−　Ｖ　Ｂｓとなっている。

さらにｔ３→ｔ４へ変化すると、ｔ、−＋−ｔ２の時と
同様にコンデンサ（６９）は（Ｖｌ−ＶＢＥ）＋（■３
−■１）にチャージされ、Ｉｉにより放電される。この
区間は、トランジスタ（６２）、（６３）共に電流は流
れず、トランジスタ（６２）、（６３）のコレクタはハ
イとなる。そして放電が続き、トランジスタ（６１）の
エミッタがｖ、Ｖｌｌｌ＋となるとトランジスタ（６２
）がオンして、ｔ５区間へと移行する。

以下、このくり返しにより、トランジスタ（６２）、（
６３）のコレクタには、人力パルス信号の立上り、立下
りに同期した２逓倍出力が得られる。

次に出力パルス幅について説明する。

出力パルス幅は、ｊ２　＋　ｔ４の区間で決まる。

これは（Ｖａ　Ｖｓｇ）　＋（Ｖｉ　−Ｖｌ　）　ニチ
ャージされたコンデンサ（６９）がＶｌ　−ＶＢｇに放
電されるまでの時間であるから ＣＩ　Ｘ２　（Ｖａ　Ｖｘ　） ｔ２＝ｔ４−□ １ となる。

ここで、ＩＣ化される場合、コンデンサ（６９）の容量
値Ｃ１は一定、またＶａ−ｖ２は人力パルスであるので
一定である。したがって、パルス幅は定電流源（６７）
の１１なる電流のみに依存するため、これを安定化する
ことにより、素子のばらつき、温度特性等を持たない安
定な出力パルス幅を得ることができる。このことは、上
述のホールドパルス発生回路として用いた場合、大きな
メリットとなる。

さらに第１０図に具体回路例を示す。図において、第８
図の回路では、トランジスタ（６５）、（６６）に入力
を加え電流スイッチとして動作させていたが、この例に
おいてはトランジスタ（７１）、（７２）より成る差動
の電流スイッチに入力が加わり、カレントミラー接続さ
れたダイオード（７３）とトランジスタ（６５）またこ
れと逆相のダイオード（７４）とトランジスタ（６６）
に流れる電流をスイッチしている。この様に構成するこ
とで第８図の例に比べＶｃｃ−接地間に接続されるトラ
ンジスタの縦段数が少なくなり、回路の低電圧動作に通
している。

また出力パルス幅は上述と同様にコンデンサ（６９）の
電荷が定電流源（６７’）からの１１で放電されるまで
の時間であり、また入カバルスレベルは、トランジスタ
（８１）、（８２）の差動アンプでレベル変換され、コ
レクク抵抗Ｒ，Ｘエミッタ電流Ｉ２となっているため Ｃ工ＸＲｘＸｌ２ ｔ２＝ ｓ で与えられる。

こうして２逓倍パルス信号が得られるわけであるが、こ
の回路によれば従来、遅延回路と、掛算回路を縦続接続
し、同様の出力パルスを得ていたものを１つの回路にま
とめることにより大幅に素子数を削減することができた
。

また出力パルス幅も極めて安定なものが得られるように
なった。

なおこの回路は音声信号をＦＭ変調し、ギャップ幅の広
いヘッドを用いてテープの磁性層の深層に記録するよう
にしたＶＴＲにも適用できる。

さらにＩＣ化に適しているので、上述の用途以外の、例
えばＰＣＭ伝送系におけるクロック再生回路、あるいは
ＦＭ復開開回路も適用できる。

発明の効果 本発明によれば、ｗＪｆｆｉな構成で安定なパルス幅の
２逓倍パルス信号を得ることができるようになった。

【図面の簡単な説明】

第１図〜９Ａ７図は従来の回路の説明のための図、第８
図は本発明の一例の系統図、第９図はその説明のための
図、第１０図は具体回路例の構成図である。 （６１）〜（６６）はトランジスタ、（６７）は定電流
源、（６８）は電圧源、（６９）はコンデンサ、　−（
７０）は出力端子である。 第９図 第５図

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. エミッタが共通に接続された第１．第２の・トランジス
   タと、エミッタが共通に接続された第３、第４のトラン
   ジスタと、それぞれの上記エミッタに接続された第１、
   第２の定電流源と、上記第２、第３のトランジスタのベ
   ースに接続された電圧源とを有し、上記第１、第２のト
   ランジスタ及び上記第３、第４のトランジスタのエミッ
   タ間に容量性素子が接続され、上記第１、第４のトラン
   ジスタのベースには互いに逆相の入力信号が入力され、
   上記第１のトランジスタのベースが高電位のとき上記第
   ２の定電流源に電流が流されて上記容量性素子が充放電
   され、上記第４のトランジスタのベースが高電位のとき
   上記第１の定電流源に電流が流されて上記容量性素子が
   充放電され、上記人力信号の立上り及び立−トリに同期
   した２逓倍出力信号が得られるようにした２逓倍回路。