JPS60160383A - 誘導性要素を有する消費装置に給電するためのインバータ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は、直流電圧から、誘導性要素を有する消費装置
のための交流電圧を発生する逆変換回路もしくはインバ
ータに関する。ここで、発生される交流電圧の周波数は
１０ないし１００ＫＨｚの範囲、特にほぼ３０　ＫＨｚ
である。

発生される交流電圧で給電することができる消費装置の
種類としては、次のものが挙げられる。整流子無しの交
流電動機、誘導子、変成器、はぼ３０　ＫＨｚの周波数
で動作する発光材料ｆ。

および食物のための受容容器だけが磁界によって加熱さ
れる誘導加熱式のレンジ等である。

（４） 従来技術 直流電圧が直列に接続された２つの′醒カトランジスタ
を有する所稍半ブリッジ回路に印加される構成のインバ
ータは公知である（Ｅｌｅｋｔｒｏｎｉｑｕｅ　Ｉｎｄ
ｕｓｔｒｉｅｌｌｅＮａ５　ｏ／　１−０４　１９８６
、貞３５−４１　）。電力トランジスタは交互に導通に
制御されて、それらの接続点に消費装置のた°めの交流
゛電圧を発生する。理論的には、第１のトランジスタは
所定の時点で遮断され、第２のトランジスタは同じ時点
で閉路されねばならない。しかしながら消費装置の誘導
性要素は急激な電流辿＠を許容しない。他方、トランジ
スタが短時間双方共に導通状態にあると、該トランジス
タは危険な状態に曝される。トランジスタの公差および
放纜時間に起因して、このような正確な切換は、マイプ
ロプロセッサの形“濃にある複雑な駆動回路を用いての
み可能でお上記のような事情から、２つのトランジスタ
′−用続く導通相間に、安全のために、上記２つのトラ
ンジスタが共に不導通となる休止時間を設けることが従
来より知られている。このようにすれば、２つのトラン
ジスタが同時−導通になることは確実に阻止される。こ
の休止時間中の所要の電流の流れを可能にするために、
上記トランジスタに対してそれらのコレクターエミッタ
区間に対し反対の極性でダイオ−ｖを並列に接続し、上
記休止時間中短時間直流はこれらダイオ−ｒをｎ予て転
流される。ダイオ−げに並列にそれぞれ１つのコンデン
サが設けられ、これらコンデンサは発生される交流電圧
の勾配もしくは急峻度を制限する。

発明が解決しようとする問題点 上記２つのトランジスタは、この場合、変成器の巻−に
より、プッシュプル態様で交互に導通および不導通に切
換えられる。この目的で、変成器には、トランジスタの
上記制御を行う追加の駆動回路を設けなければならない
。しかしながら、このような追加の駆動回路は回路構成
に付加的な費用および付加的なエネルヤーを必要とする
。、駆動回路は、例えば、別個の駆動電圧を供給される
付加的な段とすることができる。

本発明の目的は、トランジスタの制御に対する回路費用
ならびにエネルギー消費を減少することにある。

問題点全解決するための手段 上記の課題は、特許請求の範囲第１項記載の構成によっ
て解決される。

本発明の有利な芙施態様ならびに発展態様は特許請求の
ａＦＪＪ３第２項以下に記述されている。

実砲列 以下添付図面を参照し本発明の詳細な説明する。

第１図には駆動電圧十Ｂとアースとの間に接続された２
つのトランジスタＴＩ、Ｔ２を有するθｆ制半ブリッジ
回路が示しである。駆動直流電圧十Ｂは整流された商用
′電圧であってもよいしまた畜′或池から取出すことも
できる。トランジスタＴ１．Ｔ２のベース−エミッタ区
間には変成器“ｒＲｉの２つの制御巻線Ｓ２およびｓ６
が（７） 接続されている。トランジスタＴ１およびＴ２にはダイ
オードＤ１．Ｄが設けられてお９、これらダイオードは
以下、フライホイールダイオードと称する。これらダイ
オードには並列にコンデンサＣＩ、Ｃ２が接続されてお
り、これらダイオードには並列にコンデンサＣＩ、Ｃ２
が接続されて２す、これらコンデンサは、端子ａに発雀
される交流電圧Ｕｓの立上り勾配を制限する。公理の回
路においては、ダイオードＤ１、Ｄ２の接読点１に直接
、トランジスタＴＩ。

Ｔ２の接続点りが接続されている。これに対し、第１図
に示す回路においては、これら２つの接続点は分離され
ている。即ち接続点１は、付加巻線Ｓ１を介して接続点
りに接続されている。

端子ａに発生される交流電圧Ｕｓは、誘導性要素りを有
する消費装置■に供給され、消費装置Ｖに対しＡＣ成流
Ｉｓを発生する。出力端子ａは制御回路Ｃｄ１０制御端
子ｒに接続されている。制御回路Ｃｄ１は周期的にＶ　
−ＭＯＳ　）ランジスタＴ３ｔ−制御する。該トランジ
スタＴ６はダイ（８） ＃−）Ｄ３．　Ｄ４に介１．て巻＄８３オヨヒｓ　４を
周期的に短絡し、トランジスタＴ１およびＴ２間の切換
を行う。この路を介して、回路は自励発振回路として動
作する。

付加的に設けられた巻ｉｓｌは次のような目的を有する
。トランジスタＴ１が導通であって、トランジスタＴ２
が不導通である時には、コレクタ電流ＩＴｌは巻線Ｓ１
を介して端子ａへと流れる。この場合、変成器ＴＲ１は
変流器としての作用をなし、したがって巻線５１ｔ−流
れる電流ｉＴｉは巻ＪＳ２に電流を発生し、この電流は
トランジスタで１にベース電流ｉＢ１として供給される
。トランジスタＴ１の電流増幅率βを考慮し、巻線Ｓ１
および８２間の巻線比ならびにそのｊ性ｔ−適当に選択
することくより、電流ｉＴ１はトランジスタＴ１に対す
る所望のベース電流ｉＢＩを発生することができる。こ
の場合、電流ｉＢｉは所望の仕方で電流ｉＴＩ　Ｋ比例
させる。それにより直流ｉＴ１の立上９でベース電流ｉ
Ｂ１も立上がる。コレクタ電流に適合化されたこのペー
ス電流によれば、制御に特別な・ｄ力は必要とされない
。即ち、電流ｉＴｌは、有利な仕方で、変成器ＴＲ１に
よる変流作用を利用することにより、必要なペース電流
ｌＢ１１発生するのに利用されるのである。トランジス
タを制御するのに必要なペース電流は変成器の磁気エネ
ルギーから得られる。巻線Ｓ１を流れる直流ｉＴｉも同
様に巻線８６に電流を発生する。しかしながら、巻線Ｓ
３は巻線Ｓ２に対して反対の極性を有するので、この電
流によりトランジスタＴ２は導通に切換されることはな
く、不導通状態に保持される。

トランジスタＴ１が不導通でトランジスタＴ２が導通で
ある時には、トランジスタＴ２のコレクタ電流ｉＴ２が
巻線Ｓ１を流れるが、但しこの直流の方向はｉＴｉとは
反対の方向である。しかしながら巻線８６は巻線Ｓ２に
対して反対の極性にあるので、コレクタ電流１Ｔ２によ
るトランジスタＴ２の制御に対してはトランジスタＴ１
の場合と同様の作用が実現される。

トランジスタＴ２のベースには起動回路ＳＴが接続され
ている。この回路ＳＴは、回路の起動時に、パルスでト
ランジスタＴ２を飽和領域に駆動し、それにより回路全
体が発振するよう忙作用する。回路の駆動中は、起動回
路Ｓｔは作用しない。と言うのはこの場合には回路は自
励発振で動作するからである。

第１図の回路の動作態様に関して、第２図を参照し詳細
に説明する。時点ｔ１で、トランジスタＴ６は制御回路
ｃａ１によって制御され、その結果トランジスタＴ６の
制御電極（）ｆ−））には電圧Ｕｃが現れ、この電圧に
より）ランジスタＴ３は導通制御される。これにより、
巻線８３．８４はダイオードＤ３．Ｄ４およびトランジ
スタＴ６を介して短絡される。したがって、変成器ＴＲ
Ｉ全体は短絡され、したがって全ての巻線には実質的に
螺圧は発生されない。したがって、巻線Ｓ６の電圧ＵＳ
５は零に陥いる。放心時間により、成る遅延を伴って、
それまで導通でめったトランジスタＴ２が不導通になり
、その結果時点ｔ２で′４を流１Ｔ２は零に降下する。

この時点圧おいては、コンデンサＣ２はもはやトランジ
スタＴ２によって短絡されない。その結果、回路点ａの
電圧Ｕｓは負荷Ｖの誘導性要素りを介して、コンデンサ
Ｃ２の充電により値十Ｂまで立上がる。時点ｔ２からｔ
６まで、コンデンサＣ’ｌ介しても電流が流れ、コンデ
ンサＣ１は振動的に放心される。時点ｔ６においてダイ
オ−げＤｌが導通になり、その結果時点ｔ４まで電流１
Ｄ１が流れ工８の電流遮断は生じない。電流ｉＤ１は、
負荷Ｖが誘導性要素りを有しているために発生する。時
点ｔ４で電流ｉＤ１は零になる。この時点では他の電流
路はもはや存在しないので、電流Ｉｓは時点ｔ４で零に
等しくなる。この時点で、電流Ｉｓの方向反転が行われ
る。時点ｔ４でトランジスタＴ１は導通になり、したが
ってこの時点で電流工８は反対方向に立上がる。トラン
ジスタＴ２はこの期間中電圧ＵＳ’Ｈにより阻止されて
いる。時点ｔ５において、再びＦＥＴ　トランジスタＴ
３の制御電極に電圧Ｕｃが現れ、この電圧は変成器ＴＲ
１の短絡を惹起する。この結果トランジスタＴ１のベー
ス制御は行われなくなる。したがって、成る遅延で、電
流ｉＴｉは時点ｔ６で零に等しくなる。そこで′電流の
移行が時点ｔ７までコンデンサＣＩ、Ｃ２’ｆｆｉ介し
て行われる。その際一方のコンデンサＣ１は値十Ｂまで
立ち上シ、他方のコンデンサＣ２は放電される。時点ｔ
７でダイオ−げＤ２が電流ｉＤ２を引受け、この′［を
流は時点磁流ｉＴ２は再び流れ始める。時点ｔ１０は時
点ｔ２に対応する。

巻線Ｓ２およびＳ３ならびにトランジスタＴ１、Ｔ２の
ペース間にはさらに２つの電源Ｅ１およびＥ２が設けら
れており、これら′電源はトランジスタ’ｒ　１　ｐ　
’ｒ　２の阻止方向の極性で接続されている。これら゛
電源は次のような目的に用いられる。巻線８３．８４は
、ＦＥ’Ｉ’　）ランジスタＴ６が′ｄ圧Ｕｃによって
導通制御されると、ダイオ−ＰＤ３．Ｄ４の順方向電圧
のゆえに完全には短絡されず、したがって短絡時にも巻
磁ｓ２．ｓ５にはトランジスタＴＩ、Ｔ２の導通方向に
小さい１圧が現れる。この場合、′１源Ｅ１およびＥ２
はトランジスタＴＩ、Ｔ２の必要とされる阻止を促進す
る働きｆｃなすのである。

第６図は、′電源Ｅｌ、Ｅ２を実現することができる回
路を示す。この回路は、それぞれ、２つのダイオ−ＰＤ
５．Ｄ６と１つのコンデンサＣ３から構成されている。

この回路は、端子θおよびｍの′４圧が一定に留まり且
つ所望の阻止方向に作用する付加的なバイアス電圧を発
生するような大きさの容量を有している。

第４図は、トランジスタＴ６による制御を詳細に説明す
るために、変成器ＴＲ１０等価回路を示す。図中、Ｌ３
は、巻線Ｓ６側から見た変成器ＴＲ１の漂遊インダクタ
ンスである。変成器ＴＲ１のコアに蓄積されたエネルギ
は、磁化電流ｉＬ５で表されている。

第５図はトランジスタＴ２の制御のための制御嘔圧の原
理図である。時点ｔ１からｔ２まで、′直流ｉＬ６は負
であって一定に留まる。何故ならば、■Ｌ３が近似的に
零であるからである。電流ｉＬ３はダイオードＤ３およ
びトランジスタＴ３を介して流れる。

時点ｔ６からｔ４まで電流は負でおる。ダイオードＤ２
は導通している。電流ｉＴ２は近似的に零である。電流
はダイオードＤ２を介して流れる。′電流ｉＬ３は電流
ＩＢ２にほぼ等しい。この電流１Ｂ２は、その方向が変
わる前にトランジスタＴ２の導通相の準備をなす。時点
ｔ４では電流はその方向を変え、ダイオ−１＆Ｄ２は阻
止され、ＩＴ２は不変である。二次電流ＩＴ２／１１（
ｎはほぼ６に等しい）は、ベース電流１Ｂ２を増加して
、トランジスタＴ２＝ｅ飽和状態に維持する。

同時に、トランジスタＴ２のベース／エミッタ電圧ＵＢ
Ｅがほぼ１ｖだけ上昇し、その結果電流ｉＬ３の立上が
り勾配が大きくされる。電流ｉＬ３はしたがって電源Ｅ
２およびトランジスタＴ２のペース／コレクタ区間ヲ、
経て流れる。トランジスタＴ２の導通時間（即ちｔ４な
いしｔ６の時間）中、電流ｉｔ、３は零値を通過する。

これは、正弦波の場合、インダクタンスにおける電圧と
電流との間の９０°の位相差もしくは変位に対応する。

電流ｉＬ３は、トランジスタＴ２の導通相の終末で正に
なり電流ｉＴ２／ｎだけ減少し、第５図に示す電流１ｂ
を発生する。

時点ｔ５からｔ６の間に、トランジスタＴ６およびダイ
オードＤ３の導通相で電流１Ｂ２は迅速に立下り、そし
てトランジスタＴ２は所１目放電時間後に不導通状態に
なる。

時点ｔ６またはｔ′１からｔ、Ｉ　３まで、電流ＩＬ３
は正であり、したがってトランジスタＴ２は最早や導通
せず、トランジスタＴ１が導通相にある。それに続＜ｔ
′１ないしｔ′５の期間は、ｔｌないしｔ５の期間にお
けるトランジスタＴ２と同じ原理からトランジスタＴ１
の導通相に対応する。トランジスタＴ１の導通相の長時
に、電流ｉＬ３は再び負になりトランジスタＴ２が導通
相になる。このようにして、２つのトランジスタＴ１お
よびＴ２は交互に導通および不導通に切換される。

インダクタンスＬ６は、トランジスタの増幅率、周波数
および電圧（ｖｃ−１−ＵＢＥ）に依存する最小値よシ
高い直を有する。

したがって、−ｆｌ；Ｆに電流ｔｔ、３よりも相当に大
きいダイオ−１＆Ｄ２の電流は、変成器ＴＲ１の１次巻
＋嵌Ｓ１を流れることはできない。時点ｔ１ないしｔ６
における電ＡｉＴめの過度に高い値は、峨流ＩＢ２を阻
止することになり、その結果トランジスタＴ２は導通に
なることはできなくなる。その場合には回路は満足に動
作しないことＫなる。

次に、第６図および第７図を参照して制御回路Ｃｄ１の
構成および動作について述べる。制御回路Ｃｄはトラン
ジスタＴ３の制御したがってまた谷トランジスタＴＩ、
Ｔ２の各導通相の制御に用いられる。制御回路Ｃｄ１の
入力端子ｒには、第１図の回路点ａから出力電圧Ｕｓが
印加される。ダイオードＤ９で駆動電圧＋Ｂは安定化さ
れて約＋１２ｖの値に制限される。回路点８において電
圧ＵＳはダイオードＤ７で零にフランジされる。したが
って、コンデンサＣ６および抵抗器Ｒ１の作用により回
路点８には４圧υ１が発生する。この゛電圧の振幅は電
圧Ｕｓの振幅に依存しない。したがって回路点ｔには、
のこぎり波電圧Ｕ２が発生する。トランジスタＴ４およ
びＴ５を有する閾直回ＩＭは、４源Ｕ６およびＵ４によ
って設定される２つの閾値を有しており、ｄ圧Ｕ２はこ
れら閾１１区と比較される。電源Ｕ４は、トランジスタ
Ｔ４を介して下限閾値Ｕｗｌを発生し、そして和電圧Ｕ
５＋Ｕ４がトランジスタＴ５により下限閾値ＵＷ２　ｆ
形成する。１圧Ｕｓがその下限直になると、電圧Ｕ１は
零に等しくなる。したがって、電圧Ｕ２は減少し時点ｔ
１で下限閾値Ｕｗｉを下回る。この結果、トランジスタ
Ｔ４は導通にな９トランジスタＴ６およびＴ３’ｌｋ導
通に切換える。このようにして、トランジスタＴ６の制
御電極（デート）には第１図に示す電圧Ｕｃが発生し、
この′１圧によりトランジスタＴ６は導通する。

第１図に示した出力段の遅延切換後に、電圧Ｕｓは再び
上昇して駆動区圧十Ｂに達する。この時点で反転してい
るコンデンサＣ６および抵抗器Ｒ１を流れる電流は、抵
抗器Ｒ４を流れる電流よりも若干大きく、シたがってダ
イオードＤ８が導通になる。電圧Ｕ１は迅速に＋１２Ｖ
の駆動電圧にな９、立上り電圧Ｕ２を発生する。トラン
ジスタＴ６およびＴ６は、電圧Ｕｓが駆動電圧十Ｂに達
した時に初めて阻止される。

時点ｔ５で′１圧Ｕ２は上限閾値ＵＷ２　ｋ越える。ト
ランジスタＴ５．Ｔ７．Ｔ６およびＴ６は、電圧Ｕｓが
零にならない限り導通状態に留まる。゛１圧Ｕ８の立下
り縁中は相応に対称的に電圧Ｕ１は零に→しくなり、電
圧Ｕ２は減少し、そしてこの全プロセスが繰返される。

所定のＲＣ回路においては、周波数は上限閾値と下限聞
直との間の差に依存する。出力電圧Ｕｓのデユーティ−
比は、上限閾値と下限閾値との間の中間値に依存する。

この中間値が、’＋＋＋ｔｌ　ｎ回路Ｃｄ１０ｇ動域圧
＋Ｂの４に等しい時には、デユーティ−比は匈に等しい
。

制御回路Ｃｄｉは、したがって、Ｍ１図の端子ｔで、１
圧Ｕｓの周波数もしくはそのデユーティ−比（衝激係数
）したがってまｆｃ芙効値が変わるように制御すること
ができる。これは、電源Ｕ６およびＵ４ｔ−変えること
により実現できる。

第６図の回路は、原理的には電圧Ｕｓのためのダイオー
ドＤ８およびＤ７を有する振幅制限器と、時間ｆｆ１ｌ
ｌ定ＲＣ素子Ｒ４／　Ｃ４と、トランジスタＴ４．Ｔ５
を１肩えた閾１直回路と、電源Ｕ３、Ｕ４と、第１図に
巻＋１８３の短絡用接点として作用するトランジスタＴ
３を制御するためのトランジスタＴ６．Ｔ７を備えた制
御回路とを含む。

第１図のコンデンサＣＩ、Ｃ２は発生される交流電圧Ｕ
ｓの急峻度もしくは勾配を制限する。

これらコンデンサは、第１図において、トランジスタＴ
Ｉ、Ｔ２のコレクター二ｉツタ区間に直接並列に接続す
ることもできる。

発明の効果 本発明によれば、多数の利点が得られる。即ち、２つの
トランジスタの制御および転流のために、別個の駆動段
が必要とされない。なぜならば、制御巻ｌｉｓを有する
変成器を用いての制御は該変成器の磁気的エネルギ自体
によって行われるからである。したがって、電力もしく
は出力トランジスタのエネルギ供給に加えて、その制御
のために外部から付加的なエネルギを供給する必要はな
い。上記の変成器は特に正確に構成する必要はない。本
発明によれば、トランジスタを制御するためのエネルギ
が発生される交流電圧自体から派生されるという自己転
流方式が実現される。２つのトランジスタはそれらの電
流を評価することにより自動的に交互に阻止されるので
、２つのトランジスタのゾツシュゾル態様での切換は満
足に行われる。回路は自励発振回路として構成すること
ができる。この場合、発生される交流電圧の周波数はい
ろいろな消費装置に適合するように変えることができる
。さらにまた、発生される交流電圧のデユーティ−比も
しくは衝激係数をも変えることができ、それにより交流
電圧の実効値を各種消費装置に適応させて変えることが
可能となる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明によるインバータの１実施例を示す回路
図、第２図は第１図の回路の動作を説明する信号波形図
、第６図は第１図の回路部分の構成を示す回路図、第４
図は第１図で用いられている変成器の等価回路図、第５
図は第４図の等価回路の動作を説明するための波形図、
Ｍ６図は第１図の回路で用いられる制御回路の実際的な
実施例を示す回路図、そして第７図は第６図の制御回路
の動作全説明するための信号波形図であり、図面中、小
文字は、電圧および電流が発生する回路点を表す。 Ｔ・・・トランジスタ、Ｓ・・・制御巻線、Ｄ・・・ダ
イオード、Ｃ・・・コンデンサ、１・・・接続点、Ｕｓ
・・・交流電圧、■・・・消費装置、ｃｄ・・・制御回
路、ＴＲ・・・変成器、Ｅ・・・電源。 （２６）

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 ｔ　直流直圧端子（十Ｂ１アース）間に２つのトランジ
   スタ（ＴＩ、Ｔ２）の直列接続が設けられ、該トランジ
   スタは変成器（ＴＲＩ　）の巻線（８２，８３）によ〕
   、交互に導通し且つその間休止時間中双方共に阻止され
   るよう忙切換され、前記トランジスタ（ＴＩ、Ｔ２）に
   並列に、前記休止時間中電流をそれぞれ引受ける２つの
   フライホイールダイオ−Ｖ（Ｄｌ、Ｄ２）ｔ”設げ、そ
   して出力電圧（Ｕｓ）をトランジスタ（ＴＩ、Ｔ２）の
   接続点（ｈ）から導出する形式の誘導性要素（Ｌ）を備
   えた消費装置（Ｖ）に給電するためのインバータに２い
   て、前記フライホイールダイオード（ＤＩ、Ｄ２）の接
   続点（ｉ）を前記変成器（ＴＲＩ）付加巻ｍ　（Ｓ　１
   　）　ｔ−介して、トランジスタ（ＴＩ、Ｔ２）の前記
   接続点（ｈ）と接続し、そして変成器（ＴＲＩ　）の１
   つの巻線（Ｓ３）に並列に電子スイッチ（Ｔｌ）′ｆｒ
   設け、該電子スイッチを、制御回路（ｃｄｌ　）　ｋ介
   して出力電圧（Ｕｓ）により制御して前記周期的切換を
   行うことを特徴とするインバータ。 ２、第１および第２のトランジスタ（ＴＩ、Ｔ２）の制
   御区間が、変成器（ＴＲ１）の第１および第２の制御巻
   線（８２，８３）に接続されている特許請求の範囲第１
   項記載のインバータ。 ６、第１および第２の制御巻線（８２，８３）および付
   加巻線（Ｓｌ）が、トランジスタ（ＴＩ、Ｔ２）の前記
   付加巻線（Ｓｌ）を流れる電流（ＩＴｌ　、ＩＴ２　）
   が第１および第２の制御巻線（８２，８３）処トランジ
   スタ（ＴＩ、Ｔ２）の制御に必要なベース電流を発生す
   るような巻線比および極性関係にある特許請求の範囲第
   １項記載のインバータ。 ４、第２のトランジスタ（Ｔ２）の制御区間がスイッチ
   （Ｔ３）に並列に設けられた巻Ｗａ（８３）に接続され
   ている特許請求の範囲第１項記載のインバータ。 ５、トランジスタ（ＴＩ、Ｔ２）のコレクターエミッタ
   区間に並列に、またはダイオ−ｒ（ＤＩ、Ｕ２）に並列
   にそれぞれコンデンサ（Ｃ’１．　Ｃ！２）を設けた特
   許請求の範囲第１項記載のインバータ。 ６、制御巻層（８２，８３）とトランジスタ（ＴＩ、Ｔ
   ２）のペースとの間にそれぞれ、トランジスタ（Ｔ１．
   Ｔ２）の阻止方向の極性の電源（Ｅｌ、Ｒ２）を設けた
   特許請求の範囲第１項記載のインバータ。 ７、電源（Ｅｌ、Ｒ２）がコンデンサ（Ｃ３）を有する
   ダイオード（Ｕ５．Ｕ６）の並列接続により形成されて
   いる特許請求の範囲第６項記載のインバータ（第６図）
   。 ８、制御（ロ）路が、゛電圧制限器（Ｕ８．Ｕ７）、時
   足数素子（Ｒ４，Ｃ４）および問直回路（Ｔ４．Ｔ５．
   Ｕ３．Ｕ４）を備えている特許（６） 請求の範囲第１．！ｌｌＪ記載のインバータ。 ９　問直回路（Ｔ４．’ｒ５．Ｕ３．Ｕ４）が２つの閾
   値を有している特許請求の範囲第８項記載のインバータ
   。 １Ｕ、出力直圧（Ｕ８）の周波数および衝激係数ケ変え
   るための閾値が調整可能である特許請求の範囲Ｍ９項記
   載のインバータ。