JPS60169213A - オ−ルパスフイルタ - Google Patents
オ−ルパスフイルタInfo
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- JPS60169213A JPS60169213A JP2548284A JP2548284A JPS60169213A JP S60169213 A JPS60169213 A JP S60169213A JP 2548284 A JP2548284 A JP 2548284A JP 2548284 A JP2548284 A JP 2548284A JP S60169213 A JPS60169213 A JP S60169213A
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- 108091006464 SLC25A23 Proteins 0.000 abstract description 13
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H11/00—Networks using active elements
- H03H11/02—Multiple-port networks
- H03H11/16—Networks for phase shifting
- H03H11/18—Two-port phase shifters providing a predetermined phase shift, e.g. "all-pass" filters
Landscapes
- Networks Using Active Elements (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
（産業上の利用分野）
この発明はオールパスフィルタに関し、特にローパスフ
ィルタに接続されてその群遅延特性を補償するためのオ
ールパスフィルタに関する。
ィルタに接続されてその群遅延特性を補償するためのオ
ールパスフィルタに関する。
（従来技術の説明）
最近では、ＰＣＭプロセサやＣＤプレーヤ等のディジタ
ルオーディオ機器が市場に出始めた。これらのディジタ
ルオーディオ機器にはローパスフィルタが使用され、そ
のローパスフィルタには急峻な減衰特性と大きな（例え
ば９０ｄＢ程度の）減衰量が要求される。このような特
性上の要求を満足させるために、−例として９次〜１１
次の高次の連立チェビシェフローパスフィルタが使用さ
れる。
ルオーディオ機器が市場に出始めた。これらのディジタ
ルオーディオ機器にはローパスフィルタが使用され、そ
のローパスフィルタには急峻な減衰特性と大きな（例え
ば９０ｄＢ程度の）減衰量が要求される。このような特
性上の要求を満足させるために、−例として９次〜１１
次の高次の連立チェビシェフローパスフィルタが使用さ
れる。
第１図はこの発明の背景となる連立チェビシェフローパ
スフィルタの一例を示す図であり、（Ａ）はＦ Ｄ Ｎ
Ｒ（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｅｐｅｎｄｅｎｔ Ｎｅ
ｇａｔｉｖｅ Ｒｅ５ｉｓｔｏｒ ）を用いて表す図で
あり、（Ｂ）はそのＦＤＮＲ回路図である。この第１図
に示すローパスフィルタは、ＬＣ回路で構成される一般
的な連立チェビシェフローパスフィルタを、インピーダ
ンススケーリングと称される手法によって、コイルのな
いローパスフィルタとして構成したものである。すなわ
ち、第１図（Ａ）は、通常のＬＣ回路（図示せず）の各
インピーダンスを複素変数（Ｓ）で割ったものを示し、
インダクタンス分が抵抗骨りとして、抵抗骨が容量分Ｒ
／ ｓとして表されている。また、容量分はＦＤＮＲ（
図ではＤ２〜ＤＩＯで示す）で表される。このＤ２〜Ｄ
ＩＯを実現するのが第１図（Ｂ）に示すＦＤＮＲ回路で
ある。このＦＤＮＲ回路はよく知られているように、２
つのオペアンプＯＰ１およびＯＰ２とこれらに接続され
たコンデンサＣ１およびＣ５ならびに抵抗Ｒ２，Ｒ３お
よびＲ４を含む。このようなローパスフィルタは、例え
ば、１９８１年９月１９日付で公開された特開昭５６−
１１９５２１号公報に開示されている。従って、ここで
はその詳細な説明は省略する。
スフィルタの一例を示す図であり、（Ａ）はＦ Ｄ Ｎ
Ｒ（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｅｐｅｎｄｅｎｔ Ｎｅ
ｇａｔｉｖｅ Ｒｅ５ｉｓｔｏｒ ）を用いて表す図で
あり、（Ｂ）はそのＦＤＮＲ回路図である。この第１図
に示すローパスフィルタは、ＬＣ回路で構成される一般
的な連立チェビシェフローパスフィルタを、インピーダ
ンススケーリングと称される手法によって、コイルのな
いローパスフィルタとして構成したものである。すなわ
ち、第１図（Ａ）は、通常のＬＣ回路（図示せず）の各
インピーダンスを複素変数（Ｓ）で割ったものを示し、
インダクタンス分が抵抗骨りとして、抵抗骨が容量分Ｒ
／ ｓとして表されている。また、容量分はＦＤＮＲ（
図ではＤ２〜ＤＩＯで示す）で表される。このＤ２〜Ｄ
ＩＯを実現するのが第１図（Ｂ）に示すＦＤＮＲ回路で
ある。このＦＤＮＲ回路はよく知られているように、２
つのオペアンプＯＰ１およびＯＰ２とこれらに接続され
たコンデンサＣ１およびＣ５ならびに抵抗Ｒ２，Ｒ３お
よびＲ４を含む。このようなローパスフィルタは、例え
ば、１９８１年９月１９日付で公開された特開昭５６−
１１９５２１号公報に開示されている。従って、ここで
はその詳細な説明は省略する。
ディジタルオーディオ機器Ｆは、一般にリニアフェイズ
特性（群遅延平坦特性）が要求されるが、従来のローパ
スフィルタにあっては、その群遅延特性は第２図の線Ａ
で示すように、可聴周波数範囲（２０Ｈｚ〜１５ｋＨｚ
）内においても平坦ではない。そのために従来のオーデ
ィオ機器では位相歪が生じていた。このような位相歪を
なくすためには、ローパスフィルタの群遅延特性を少な
くとも可聴周波数範囲内では平坦にしなければならない
が、急峻な減衰特性と大きな減衰量が要求されるローパ
スフィルタでは、それ自体で平坦にすることは困難であ
った。
特性（群遅延平坦特性）が要求されるが、従来のローパ
スフィルタにあっては、その群遅延特性は第２図の線Ａ
で示すように、可聴周波数範囲（２０Ｈｚ〜１５ｋＨｚ
）内においても平坦ではない。そのために従来のオーデ
ィオ機器では位相歪が生じていた。このような位相歪を
なくすためには、ローパスフィルタの群遅延特性を少な
くとも可聴周波数範囲内では平坦にしなければならない
が、急峻な減衰特性と大きな減衰量が要求されるローパ
スフィルタでは、それ自体で平坦にすることは困難であ
った。
（発明の目的）
それゆえに、この発明の目的は、ローパスフィルタの群
遅延特性を補償し得る群遅延特性を有するオールパスフ
ィルタを用いて、群遅延特性を全体として平坦にするこ
とである。
遅延特性を補償し得る群遅延特性を有するオールパスフ
ィルタを用いて、群遅延特性を全体として平坦にするこ
とである。
（発明の概要）
この発明は、簡単にいえば、１次の伝達関数を有するオ
ールパスフィルタ回路と２次の伝達関数を有するオール
パスフィルタ回路との縦続接続からなり、これらの群遅
延特性によって、その前段または後段に接続されるロー
パスフィルタの群遅延特性を補償するようにした、オー
ルパスフィルタである。
ールパスフィルタ回路と２次の伝達関数を有するオール
パスフィルタ回路との縦続接続からなり、これらの群遅
延特性によって、その前段または後段に接続されるロー
パスフィルタの群遅延特性を補償するようにした、オー
ルパスフィルタである。
この発明の上述の目的およびその他の目的と特徴は図面
を参照しておこなう以下の詳細な説明から一層明らかと
なろう。
を参照しておこなう以下の詳細な説明から一層明らかと
なろう。
（実施例の説明）
第３図はこの発明の基本的な考え方を示すブロック図で
ある。この発明は、従来のローパスフィルタＬＰＦにオ
ールパスフィルタＡＰＦを接続するものである。なお、
ローパスフィルタＬＰＦは、第１図に示すような連立チ
ェビシェフローパスフィルタであってもよいが、その他
例えばバターワース形ローパスフィルタであってもよい
。さらにはそれらのローパスフィルタがＬＣで構成され
ていてもよい。そして、オールパスフィルタＡＰＦは、
ローパスフィルタＬＰＦの前段に接続されているが、こ
れは後段に接続されても同じである。
ある。この発明は、従来のローパスフィルタＬＰＦにオ
ールパスフィルタＡＰＦを接続するものである。なお、
ローパスフィルタＬＰＦは、第１図に示すような連立チ
ェビシェフローパスフィルタであってもよいが、その他
例えばバターワース形ローパスフィルタであってもよい
。さらにはそれらのローパスフィルタがＬＣで構成され
ていてもよい。そして、オールパスフィルタＡＰＦは、
ローパスフィルタＬＰＦの前段に接続されているが、こ
れは後段に接続されても同じである。
そして、オールパスフィルタ＾ＰＦとローパスフィルタ
ＬＰＦとのそれぞれの群遅延特性を適当に設計し、入力
端子ＩＮから出力端子ＯＵＴまでの群遅延特性を第２図
の線Ｂに示すように、少なくとも可聴周波数範囲内では
平坦にしようとするものである。この発明は、このよう
に群遅延特性を平坦にする着想それ自体で新規なもので
ある。
ＬＰＦとのそれぞれの群遅延特性を適当に設計し、入力
端子ＩＮから出力端子ＯＵＴまでの群遅延特性を第２図
の線Ｂに示すように、少なくとも可聴周波数範囲内では
平坦にしようとするものである。この発明は、このよう
に群遅延特性を平坦にする着想それ自体で新規なもので
ある。
第４図は第３図に示すオールパスフィルタの一例を示す
回路図である。入力端子ＩＮはオペアン７”０Ｐ１１の
（＋）端子に接続され、このオペアンプ０ＰＩＩの（−
）端子はその出力に接続される。このオペアンプ０Ｐ１
１はボルテージフォロワ回路として構成され、この回路
に接続される種々のインピーダンスによって群遅延特性
が変化するのを防ぐために用いられる。ボルテージフォ
ロワ回路０ＰＩＩの出力は第１のオールパス回路ＡＰＣ
Ｉに接続され、この第１のオールパス回路ＡＰＣＩの出
力は第２のオールパス回路ＡＰＣ２に接続され、第２の
オールパス回路ＡＰＣ２の出力ＯＵＴ’がローパスフィ
ルタＬＰＦ （第３図）の入力に接続される。
回路図である。入力端子ＩＮはオペアン７”０Ｐ１１の
（＋）端子に接続され、このオペアンプ０ＰＩＩの（−
）端子はその出力に接続される。このオペアンプ０Ｐ１
１はボルテージフォロワ回路として構成され、この回路
に接続される種々のインピーダンスによって群遅延特性
が変化するのを防ぐために用いられる。ボルテージフォ
ロワ回路０ＰＩＩの出力は第１のオールパス回路ＡＰＣ
Ｉに接続され、この第１のオールパス回路ＡＰＣＩの出
力は第２のオールパス回路ＡＰＣ２に接続され、第２の
オールパス回路ＡＰＣ２の出力ＯＵＴ’がローパスフィ
ルタＬＰＦ （第３図）の入力に接続される。
第１のオールパス回路ＡＰＣＩは、オペアンプ０Ｐ１２
を含む。オペアンプ０Ｐ１２の（＋）端子には、コンデ
ンサＣ１ｌと抵抗Ｒ１３とで構成されたＣＲ回路が接続
され、オペアンプ０Ｐ１２の（−）端子には抵抗Ｒ１１
とＲ１２とで構成されたバイアス回路が接続される。こ
の第１のオールパス回路ＡＰＣＩは、１つのＣＲ回路を
含み、゛ 次式（１）で示すような１次の伝達関数を有
する。
を含む。オペアンプ０Ｐ１２の（＋）端子には、コンデ
ンサＣ１ｌと抵抗Ｒ１３とで構成されたＣＲ回路が接続
され、オペアンプ０Ｐ１２の（−）端子には抵抗Ｒ１１
とＲ１２とで構成されたバイアス回路が接続される。こ
の第１のオールパス回路ＡＰＣＩは、１つのＣＲ回路を
含み、゛ 次式（１）で示すような１次の伝達関数を有
する。
ここで、Ｅｏｕｔは出力電圧、Ｅｉｎは入力電圧、Ｓは
複素変数を示す。
複素変数を示す。
なお、ＣＲ回路は、第４図に示す遅相（ｐｈａｓｅｌａ
ｇ ）型でなく、コンデンサＣ１ｌと抵抗Ｒ１３とを入
れ換えた進相（ｐｈａｓｅ １ｅａｄ）型であってもよ
い。
ｇ ）型でなく、コンデンサＣ１ｌと抵抗Ｒ１３とを入
れ換えた進相（ｐｈａｓｅ １ｅａｄ）型であってもよ
い。
そして、第４図に示す回路においては、オペアンプ０Ｐ
１２としては、例え゛ば、ＪＲＣ（新日本無線）社製の
ＮＪＭ４５６０あるいはナショナルセミコンダクター社
製のＮＦ２５３２などが用いられる。例えば、コンデン
サＣ１ｌは１８００ｐＦが、抵抗Ｒ１２は１１．９６１
にΩ（抵抗トリミングしているため）が用いられる。抵
抗Ｒ１１とＲ１２との抵抗値は等しく、後述の理由で、
■、８にΩ〜４．５にΩの範囲内（−例として３゜５に
Ω）に設定される。
１２としては、例え゛ば、ＪＲＣ（新日本無線）社製の
ＮＪＭ４５６０あるいはナショナルセミコンダクター社
製のＮＦ２５３２などが用いられる。例えば、コンデン
サＣ１ｌは１８００ｐＦが、抵抗Ｒ１２は１１．９６１
にΩ（抵抗トリミングしているため）が用いられる。抵
抗Ｒ１１とＲ１２との抵抗値は等しく、後述の理由で、
■、８にΩ〜４．５にΩの範囲内（−例として３゜５に
Ω）に設定される。
第２のオールパス回路ＡＰＣ２は２点鎖線で示すバンド
パス部分を含み、このバンドパス部分はオペアンプ０Ｐ
１３を含む。オペアンプ０Ｐ１３の（＋）端子は接地さ
れ、（−）端子には、２つのＣＲ回路が接続される。Ｃ
Ｒ回路の１つは抵抗Ｒ１５とコンデンサＣ１２とからな
り、他の１つはコンデンサＣ１３と抵抗Ｒ１６とからな
る。そして、この（−）端子は抵抗Ｒ１４を介して前述
のオペアンプ０Ｐ１２の出力に接続されている。
パス部分を含み、このバンドパス部分はオペアンプ０Ｐ
１３を含む。オペアンプ０Ｐ１３の（＋）端子は接地さ
れ、（−）端子には、２つのＣＲ回路が接続される。Ｃ
Ｒ回路の１つは抵抗Ｒ１５とコンデンサＣ１２とからな
り、他の１つはコンデンサＣ１３と抵抗Ｒ１６とからな
る。そして、この（−）端子は抵抗Ｒ１４を介して前述
のオペアンプ０Ｐ１２の出力に接続されている。
オペアンプ０Ｐ１３の出力は、抵抗Ｒ１７を介してオペ
アンプ０Ｐ１４の（−）端子に接続される。
アンプ０Ｐ１４の（−）端子に接続される。
このオペアンプ０Ｐ１４の（−）端子には、抵抗Ｒ１８
とＲ１９とからなるバイアス回路が接続され、（＋）端
子は接地される。バンドパス部分に含まれるオペアンプ
０Ｐ１３には、前述のように、２つのＣＲ回路が接続さ
れているので、この第２のオールパス回路ＡＰＣ２は、
次式（２）で示すような２次の伝達関数を有する。
とＲ１９とからなるバイアス回路が接続され、（＋）端
子は接地される。バンドパス部分に含まれるオペアンプ
０Ｐ１３には、前述のように、２つのＣＲ回路が接続さ
れているので、この第２のオールパス回路ＡＰＣ２は、
次式（２）で示すような２次の伝達関数を有する。
ここで、Ｑは回路のクォリティファクタを、ωｒは群遅
延特性のピーク周波数（ωｒ−２πｆｒ）を示す。
延特性のピーク周波数（ωｒ−２πｆｒ）を示す。
第４図に示す１次の伝達関数を有するオールパス回路Ａ
ＰＣ１は、第５図の線Ｃで示すような略フラットな周波
数特性を示し、第５図の線りで示すような低域がやや上
がった群遅延特性を有する。
ＰＣ１は、第５図の線Ｃで示すような略フラットな周波
数特性を示し、第５図の線りで示すような低域がやや上
がった群遅延特性を有する。
また、２次の伝達関数を有するオールパス回路ＡＰＣ２
は、第６図の線Ｅで示すような略フラットな周波数特性
を示し、第６図の線Ｆで示すように中域にピークを有す
る群遅延特性を呈する。このような２つの特性を示す２
つのオールパス回路ＡＰＣＩとＡＰＣ２とを縦続接続し
たオールパスフィルタＡＰＦは、第７図の線Ｇで示す周
波数特性と、線Ｈで示す群遅延特性とを有する。この第
７図の線Ｈかられかるように、オールパスフィルタＡＰ
Ｆの群遅延特性は、低域から中域まで略フラットで高域
にかけてやや下がる特性であるため、゛第２図の線Ａで
示すような群遅延特性のローパスフィルタに接続するこ
とによって、出力端子０ＵＴ（第３図）における全体の
群遅延特性を第２図の線Ｂで示すように改善できる。す
なわち、全体の群遅延特性は、可聴周波数範囲（２０Ｈ
ｚ〜１５ ｋ Ｈｚ ）内では略フラットなものとなり
、従って従来のローパスフィルタ単独では改善できなか
った位相歪が有効に除去ないし改善されるのである。
は、第６図の線Ｅで示すような略フラットな周波数特性
を示し、第６図の線Ｆで示すように中域にピークを有す
る群遅延特性を呈する。このような２つの特性を示す２
つのオールパス回路ＡＰＣＩとＡＰＣ２とを縦続接続し
たオールパスフィルタＡＰＦは、第７図の線Ｇで示す周
波数特性と、線Ｈで示す群遅延特性とを有する。この第
７図の線Ｈかられかるように、オールパスフィルタＡＰ
Ｆの群遅延特性は、低域から中域まで略フラットで高域
にかけてやや下がる特性であるため、゛第２図の線Ａで
示すような群遅延特性のローパスフィルタに接続するこ
とによって、出力端子０ＵＴ（第３図）における全体の
群遅延特性を第２図の線Ｂで示すように改善できる。す
なわち、全体の群遅延特性は、可聴周波数範囲（２０Ｈ
ｚ〜１５ ｋ Ｈｚ ）内では略フラットなものとなり
、従って従来のローパスフィルタ単独では改善できなか
った位相歪が有効に除去ないし改善されるのである。
なお、第４図の実施例において、１次の伝達関数を有す
る第１のオールパス回路ＡＰＣＩでは、Ｒ１１＝Ｒ１２
とし、Ｃ１ｌを固定値に選び、Ｒ１３を変化させること
によって群遅延特性（第５図の線Ｄ）を調整することが
できる。また、２次の伝達関数を有する第２のオールパ
ス回路ＡＰＣ２においては、Ｃ１２＝Ｃ１３とし、Ｒ１
４〜Ｒ１６を変えることによって、その群遅延特性（第
６図の線Ｆ）を調整することができる。すなわち、オー
ルパス回路ＡＰＣ２においては、Ｒ１６，Ｒ１４および
Ｒ１５はそれぞれ次式（３）で与えられる。
る第１のオールパス回路ＡＰＣＩでは、Ｒ１１＝Ｒ１２
とし、Ｃ１ｌを固定値に選び、Ｒ１３を変化させること
によって群遅延特性（第５図の線Ｄ）を調整することが
できる。また、２次の伝達関数を有する第２のオールパ
ス回路ＡＰＣ２においては、Ｃ１２＝Ｃ１３とし、Ｒ１
４〜Ｒ１６を変えることによって、その群遅延特性（第
６図の線Ｆ）を調整することができる。すなわち、オー
ルパス回路ＡＰＣ２においては、Ｒ１６，Ｒ１４および
Ｒ１５はそれぞれ次式（３）で与えられる。
ここで、Ｑはこの回路のクォリティファクタ、ｆは群遅
延特性のピーク周波数、そしてＣはＣｌ２（＝Ｃ１３）
の値を示す。従って、これらの抵抗Ｒ１４〜Ｒ１６を変
えることによってオールパス回路ＡＰＣ２の群遅延特性
のピーク周波数を変えることができる。
延特性のピーク周波数、そしてＣはＣｌ２（＝Ｃ１３）
の値を示す。従って、これらの抵抗Ｒ１４〜Ｒ１６を変
えることによってオールパス回路ＡＰＣ２の群遅延特性
のピーク周波数を変えることができる。
そして、必要に応じて２次の伝達関数を有するオールパ
ス回路を２個以上用いて、全体の群遅延特性をより高い
周波数までフラットにするようにしてもよい。そのため
には、上述の方法で、複数の２次の伝達関数を有するオ
ールパス回路の群遅延特性のピークの周波数を少しずつ
ずらせればよい。
ス回路を２個以上用いて、全体の群遅延特性をより高い
周波数までフラットにするようにしてもよい。そのため
には、上述の方法で、複数の２次の伝達関数を有するオ
ールパス回路の群遅延特性のピークの周波数を少しずつ
ずらせればよい。
なお、１次の伝達関数を有するオールパス回路も、必要
に応じて、２個以上用いてもよいことは勿論である。叶
してこの場合であればＲ１３（第４図）を調整して所望
の群遅延特性を得るようにすればよい。
に応じて、２個以上用いてもよいことは勿論である。叶
してこの場合であればＲ１３（第４図）を調整して所望
の群遅延特性を得るようにすればよい。
次に、第８図を参照して、第４図実施例のもう１つの特
徴について説明する。第８図の点線■は従来のローパス
フィルタの歪率特性を示すものである。従来のローパス
フィルタ特に連立チェビシェフローパスフィルタでは、
カットオフ周波数ｆｃｕｔの１／２の周波数すなわち（
ｆｃｕｔ／２）で歪率が悪化している。これはカットオ
フ周波数ｆｃｕｔの２倍の高調波が生じ、それが周波数
（ｆｃｕｔ／２）に影響を与えているものと思われる。
徴について説明する。第８図の点線■は従来のローパス
フィルタの歪率特性を示すものである。従来のローパス
フィルタ特に連立チェビシェフローパスフィルタでは、
カットオフ周波数ｆｃｕｔの１／２の周波数すなわち（
ｆｃｕｔ／２）で歪率が悪化している。これはカットオ
フ周波数ｆｃｕｔの２倍の高調波が生じ、それが周波数
（ｆｃｕｔ／２）に影響を与えているものと思われる。
そこで、このような歪率の悪化を改善するために本件発
明者等は、１次の伝達関数を有するオールパス回路ＡＰ
ＣＩのバイアス抵抗Ｒ１１およびＲ１２を（Ｒ１１＝Ｒ
１２）としその抵抗値を１．８にΩ〜４．５にΩに設定
することを着想した。そして、第４図の実施例では、Ｒ
１１＝Ｒ１２＝３．５にΩに設定したのである。従来、
抵抗Ｒ１１およびＲ１２はバイアス抵抗であり、Ｒ１１
＝Ｒ１２の条件さえ満たせばその抵抗値は特性に何等の
影響も与えないと考えられていた。しかしながら、本件
発明者等はこの抵抗Ｒ１１およびＲ１２の抵抗値が歪率
に影響を及ぼすことを見い出し、それを最適に選択した
結果、全体として第８図の線Ｊで示すような歪率特性を
得ることができた。この第８図の線Ｊを見れば判るよう
に、Ｒ１１およびＲ１２の抵抗値を上述の値に選ぶこと
により、（ｆｃｕｔ／２）における歪率の悪化を改善す
ることができた。従って、従来のローパスフィルタに第
４図実施例のようなオールパスフィルタを接続すること
によって、全体として群遅延特性のみならずその歪率特
性も改善できるのである。
明者等は、１次の伝達関数を有するオールパス回路ＡＰ
ＣＩのバイアス抵抗Ｒ１１およびＲ１２を（Ｒ１１＝Ｒ
１２）としその抵抗値を１．８にΩ〜４．５にΩに設定
することを着想した。そして、第４図の実施例では、Ｒ
１１＝Ｒ１２＝３．５にΩに設定したのである。従来、
抵抗Ｒ１１およびＲ１２はバイアス抵抗であり、Ｒ１１
＝Ｒ１２の条件さえ満たせばその抵抗値は特性に何等の
影響も与えないと考えられていた。しかしながら、本件
発明者等はこの抵抗Ｒ１１およびＲ１２の抵抗値が歪率
に影響を及ぼすことを見い出し、それを最適に選択した
結果、全体として第８図の線Ｊで示すような歪率特性を
得ることができた。この第８図の線Ｊを見れば判るよう
に、Ｒ１１およびＲ１２の抵抗値を上述の値に選ぶこと
により、（ｆｃｕｔ／２）における歪率の悪化を改善す
ることができた。従って、従来のローパスフィルタに第
４図実施例のようなオールパスフィルタを接続すること
によって、全体として群遅延特性のみならずその歪率特
性も改善できるのである。
第９図ないし第１１図はそれぞれ第４図に示す第２のオ
ールパス回路ＡＰＣ２の変形例を示すものであり、それ
ぞれの図にお、いて２点鎖線で囲んだ部分がバンドパス
部分を構成している。そしてこのような回路構成は例え
ば１９８１年ＭｃＧｒａｗ−Ｈｉｌｌ Ｂｏｏｋ Ｃｏ
ｍｐａｎｙ発行の” Ｅｌ、ＨＣＴＲＯＮＩＣＰＩＬＴ
ｆ！ＲＤＥＳＩＧＮ ＩＩＡＮＤＢＯＯＫ ″に説明さ
れている。従って、ここではその詳細な説明は省略する
が、いずれにしてもこれら第９図ないし第１１図の実施
例においても第４図の実施例と同様にその伝達関数が２
次特性を呈するのである。
ールパス回路ＡＰＣ２の変形例を示すものであり、それ
ぞれの図にお、いて２点鎖線で囲んだ部分がバンドパス
部分を構成している。そしてこのような回路構成は例え
ば１９８１年ＭｃＧｒａｗ−Ｈｉｌｌ Ｂｏｏｋ Ｃｏ
ｍｐａｎｙ発行の” Ｅｌ、ＨＣＴＲＯＮＩＣＰＩＬＴ
ｆ！ＲＤＥＳＩＧＮ ＩＩＡＮＤＢＯＯＫ ″に説明さ
れている。従って、ここではその詳細な説明は省略する
が、いずれにしてもこれら第９図ないし第１１図の実施
例においても第４図の実施例と同様にその伝達関数が２
次特性を呈するのである。
（発明の効果）
以上のように、この発明によれば、従来のローパスフィ
ルタの群遅延特性を補償し得る群遅延特性を有するオー
ルパスフィルタが得られ、それによってオールパスフィ
ルタとローパスフィルタとを接続した回路全体の群遅延
特性を有効に改善できる。
ルタの群遅延特性を補償し得る群遅延特性を有するオー
ルパスフィルタが得られ、それによってオールパスフィ
ルタとローパスフィルタとを接続した回路全体の群遅延
特性を有効に改善できる。
第１図はこの発明の背景となる従来の連立チェビシェフ
ローパスフィルタの一例を示す図であり、（Ａ）はイン
ピーダンススケーリングにより変換した回路を示し、（
Ｂ）はこの回路に用いるＦ’ＤＮＲ回路図である。 第２図は従来のローパスフィルタの群遅延特性６と本願
発明に係る全体回路の群遅延特性とを対比的に示すグラ
フである。 第３図はこの発明の基本的な考え方を示すブロック図で
ある。 第４図はこの発明の一実施例を示す回路図である。 第５図は１次の伝達関数を有するオールバス回路の周波
数特性および群遅延特性を示すグラフである。 第６図は２次の伝達関数を有するオールバス回路の周波
数特性および群遅延特性を示すグラフである。 第７図は第４図のオールパスフィルタの周波数特性およ
び群遅延特性を示すグラフである。 第８図は従来のローパスフィルタの歪率特性と、第４図
のオールパスフィルタを用いた全体の歪率特性とを対比
的に示すグラフである。 第９図ないし第１１図は、それぞれ、２次の伝達関数を
有するオールバス回路の変形例を示す回路図である。 図において、ＡＰＦはオールパスフィルタ、ＬＰＦはロ
ーパスフィルタ、ＡＰＣｌは１次の伝達関数を有するオ
ールバス回路、ＡＰＣ２は２次の伝達関数を有するオー
ルバス回路、ｏＰ１１〜０Ｉ）１４はオヘアンプ、Ｒ１
１〜Ｒ１９は抵抗、Ｃ１１〜Ｃ１３はコンデンサ、ＩＮ
は入力端子、ＯＵＴは出力端子を示す。 特許出願人 株式会社 村田製作所 代理人 弁理士 岡 １） 全 啓 （ばか１名） 第１図 第３図 第２図 第４図 第７図 第Ｂ 図Ｍ３Ｌ数［ｋＨｚｌ
ローパスフィルタの一例を示す図であり、（Ａ）はイン
ピーダンススケーリングにより変換した回路を示し、（
Ｂ）はこの回路に用いるＦ’ＤＮＲ回路図である。 第２図は従来のローパスフィルタの群遅延特性６と本願
発明に係る全体回路の群遅延特性とを対比的に示すグラ
フである。 第３図はこの発明の基本的な考え方を示すブロック図で
ある。 第４図はこの発明の一実施例を示す回路図である。 第５図は１次の伝達関数を有するオールバス回路の周波
数特性および群遅延特性を示すグラフである。 第６図は２次の伝達関数を有するオールバス回路の周波
数特性および群遅延特性を示すグラフである。 第７図は第４図のオールパスフィルタの周波数特性およ
び群遅延特性を示すグラフである。 第８図は従来のローパスフィルタの歪率特性と、第４図
のオールパスフィルタを用いた全体の歪率特性とを対比
的に示すグラフである。 第９図ないし第１１図は、それぞれ、２次の伝達関数を
有するオールバス回路の変形例を示す回路図である。 図において、ＡＰＦはオールパスフィルタ、ＬＰＦはロ
ーパスフィルタ、ＡＰＣｌは１次の伝達関数を有するオ
ールバス回路、ＡＰＣ２は２次の伝達関数を有するオー
ルバス回路、ｏＰ１１〜０Ｉ）１４はオヘアンプ、Ｒ１
１〜Ｒ１９は抵抗、Ｃ１１〜Ｃ１３はコンデンサ、ＩＮ
は入力端子、ＯＵＴは出力端子を示す。 特許出願人 株式会社 村田製作所 代理人 弁理士 岡 １） 全 啓 （ばか１名） 第１図 第３図 第２図 第４図 第７図 第Ｂ 図Ｍ３Ｌ数［ｋＨｚｌ
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ ローパスフィルタの前段または後段に接続されて、
このローパスフィルタの群遅延特性を補償するためのオ
ールパスフィルタであって、１次の伝達関数を有する第
１のオールバスフィルタ回路と、２次の伝達関数を有す
る第２のオールバスフィルタ回路とを縦続接続してなり
、前記第１のオールバスフィルタ回路の群遅延特性と前
記第２のオールバスフィルタ回路の群遅延特性とを組み
合わせて、前記ローパスフィルタの群遅延特性を補償す
るようにした、オールパスフィルタ。 ２ 前記第１のオールバスフィルタ回路はオペアンプ、 前記オペアンプの一方入力に接続されるコンデンサを含
むＣＲ回路、および ともに前記オペアンプの他方入力に接続される２つの抵
抗を含むバイアス回路を含み、前記バイアス回路に含ま
れる前記２つの抵抗値を等しくしかつその抵抗値は１．
８にΩ〜４．５にΩに選ばれている、特許請求の範囲第
１項記載のオールパスフィルタ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59025482A JP2509165B2 (ja) | 1984-02-13 | 1984-02-13 | オ−ルパスフイルタ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59025482A JP2509165B2 (ja) | 1984-02-13 | 1984-02-13 | オ−ルパスフイルタ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS60169213A true JPS60169213A (ja) | 1985-09-02 |
| JP2509165B2 JP2509165B2 (ja) | 1996-06-19 |
Family
ID=12167266
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59025482A Expired - Lifetime JP2509165B2 (ja) | 1984-02-13 | 1984-02-13 | オ−ルパスフイルタ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2509165B2 (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS63228466A (ja) * | 1987-03-16 | 1988-09-22 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 波形等化手段 |
| JPH01137719A (ja) * | 1987-11-24 | 1989-05-30 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | フィルタ回路 |
| JPH04294627A (ja) * | 1991-03-22 | 1992-10-19 | Toko Inc | 遅延等化された低域通過フィルタ |
| JP2016502375A (ja) * | 2013-01-07 | 2016-01-21 | メリディアン オーディオ リミテッド | 音響トランスデューサシステムにおける群遅延補正 |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS52149458A (en) * | 1976-06-07 | 1977-12-12 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Filter for vestigial side-band communicating system |
-
1984
- 1984-02-13 JP JP59025482A patent/JP2509165B2/ja not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS52149458A (en) * | 1976-06-07 | 1977-12-12 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Filter for vestigial side-band communicating system |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS63228466A (ja) * | 1987-03-16 | 1988-09-22 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 波形等化手段 |
| JPH01137719A (ja) * | 1987-11-24 | 1989-05-30 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | フィルタ回路 |
| JPH04294627A (ja) * | 1991-03-22 | 1992-10-19 | Toko Inc | 遅延等化された低域通過フィルタ |
| JP2016502375A (ja) * | 2013-01-07 | 2016-01-21 | メリディアン オーディオ リミテッド | 音響トランスデューサシステムにおける群遅延補正 |
| JP2019220971A (ja) * | 2013-01-07 | 2019-12-26 | メリディアン オーディオ リミテッド | 音響トランスデューサシステムにおける群遅延補正 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2509165B2 (ja) | 1996-06-19 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |