JPS60170461A - Ｄｃ−ｄｃコンバ−タ - Google Patents
Ｄｃ−ｄｃコンバ−タInfo
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- JPS60170461A JPS60170461A JP2418984A JP2418984A JPS60170461A JP S60170461 A JPS60170461 A JP S60170461A JP 2418984 A JP2418984 A JP 2418984A JP 2418984 A JP2418984 A JP 2418984A JP S60170461 A JPS60170461 A JP S60170461A
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- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 7
- 238000004146 energy storage Methods 0.000 claims description 4
- XEEYBQQBJWHFJM-UHFFFAOYSA-N Iron Chemical group [Fe] XEEYBQQBJWHFJM-UHFFFAOYSA-N 0.000 claims 1
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- 238000000034 method Methods 0.000 description 6
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 3
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 2
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 2
- 239000002131 composite material Substances 0.000 description 1
- 238000001914 filtration Methods 0.000 description 1
- 239000003292 glue Substances 0.000 description 1
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
- H02M3/22—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC
- H02M3/24—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters
- H02M3/28—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明はフォワード方式とフライバック方式とを効果的
に組み合わせて、回路電流のピーク値に近い平均値を有
する直流出力電流を得るようにした高効率のＤＣ−ＤＣ
コンバータに関するものである。
に組み合わせて、回路電流のピーク値に近い平均値を有
する直流出力電流を得るようにした高効率のＤＣ−ＤＣ
コンバータに関するものである。
ＤＣ−ＤＣコンバータには、フォワード方式、フライバ
ック方式が知られており、回路構成は簡単であるが、回
路電流のピーク値の１７４の出力電流しか得られず、電
流容量の点で効率が悪く、電流容量の大きなものには適
さないという欠点があった。
ック方式が知られており、回路構成は簡単であるが、回
路電流のピーク値の１７４の出力電流しか得られず、電
流容量の点で効率が悪く、電流容量の大きなものには適
さないという欠点があった。
本発明は上述の点に鑑みなされたもので、回路構成の簡
単なフォワード方式とフライバック方式とを効果的に組
み合わせることにより、回路電流のピーク値に近い平均
値を有する出力電流を得るようにした高効率のＤＣ−Ｄ
Ｃコン／（−タラ提供せんとするものである。特に、大
きな出力電流容量が要求される場合に最も良く適合する
ものである。
単なフォワード方式とフライバック方式とを効果的に組
み合わせることにより、回路電流のピーク値に近い平均
値を有する出力電流を得るようにした高効率のＤＣ−Ｄ
Ｃコン／（−タラ提供せんとするものである。特に、大
きな出力電流容量が要求される場合に最も良く適合する
ものである。
以下、本発明によるＤＣ−ＤＣコンバータを安定化電源
装置に利用した場合の一実施例を第１図および第２図を
用いて説明する。第１図において、（１）は直流入力電
源である。この直流入力電源（１）は、交流電源を整流
ろ波して得たものであってもよい。この直流入力電源（
１）の正側は２方に分岐し、そのうちの一方はエネルギ
蓄積用第１リアクタ（２０）の１次巻線（２１）、第１
変圧器（４０）の１次巻線（４１）およびスイッチング
素子としての第１トランジスタ（２）のコレクタ・エミ
ッタを直列接続してなる第１系統の直列回路（３）を介
して負側に結合されている。さらに、前記直流入力電源
（１）の正側の他方は、エネルギ蓄積用第２リアクタ（
３ｏ）の１次巻線（３１）、第２変圧器（５０）の１次
巻線（５１）およびスイッチング素子としての第２トラ
ンジスタ（４）のコレクタ・エミッタを直列接続してな
る第２系統の直列回路（５）を介して負側に結合されて
いる。前記第１、第２１ヘランジスタ（２） （４）は
、ＳＣＲ，ＭＯＳＦＥＴ等に置き替え得ることもできる
。前記第１、第２リアクタ（２０） （３０）の２次巻
線（２２） （３２）の一端（２３） （３３）側と第
１、第２変圧器（４０） （４］）の２次巻線（４２）
（５２）の他端（４３） （５３）側は、それぞれ整
流器としての第１、第２、第３、第４ダイオード（２Ｕ
（３４） （４４） （４５＞を経た後、共通のコン
デンサ（６）と出力端子（７）に結合されている。前記
第１、第２リアクタ（２０） （３０）の２次巻線（２
２） （３２）の他端（２５） （３５）側と第１、第
２変圧器（４０） （４１）の２次巻線（４２） （５
２）の〜端（４５） （５５）側は、それぞれ同一点に
結合された後、前記共通のコンデンサ（６）の他端と、
他方の出力端子（８）に結合されている。前記出力端子
（７） （８）には負荷（９）が結合されるとともに、
出力電圧（Ｖ Ｏ）を検出して、この検３− 小電圧に応じて所定の制御信号を出力するコントロール
回路（１０）が結合され、このコントロール回路（ｌＯ
）の出力側には、前記制御信号に基づき、前記第１、第
２トランジスタ（２） （４）のベースに互いに１８０
度の位相差を有するドライブ信号を出力するドライバ回
路（１１）が結合されている。前記コントロール回路（
１０）は、誤差増幅器、発振器、変調部、２相分割回路
などで構成され、前記直流電圧出力端子（７）（，８）
間の電圧を検出し、この検出電圧が基準値と一致した場
合は前記ドライバ回路（１１）の信号線（１２）（１３
）から所定の動作周波数のドライブ信号を出力せしめ、
検出電圧が基準値より高い方にずれるとドライブ信号の
動作周波数が高くなるように制御し、検出電圧が基準値
より低い方にずれるとドライブ信号の動作周波数が低く
なるように制御して直流出力電圧を安定化するように機
能するものである。
装置に利用した場合の一実施例を第１図および第２図を
用いて説明する。第１図において、（１）は直流入力電
源である。この直流入力電源（１）は、交流電源を整流
ろ波して得たものであってもよい。この直流入力電源（
１）の正側は２方に分岐し、そのうちの一方はエネルギ
蓄積用第１リアクタ（２０）の１次巻線（２１）、第１
変圧器（４０）の１次巻線（４１）およびスイッチング
素子としての第１トランジスタ（２）のコレクタ・エミ
ッタを直列接続してなる第１系統の直列回路（３）を介
して負側に結合されている。さらに、前記直流入力電源
（１）の正側の他方は、エネルギ蓄積用第２リアクタ（
３ｏ）の１次巻線（３１）、第２変圧器（５０）の１次
巻線（５１）およびスイッチング素子としての第２トラ
ンジスタ（４）のコレクタ・エミッタを直列接続してな
る第２系統の直列回路（５）を介して負側に結合されて
いる。前記第１、第２１ヘランジスタ（２） （４）は
、ＳＣＲ，ＭＯＳＦＥＴ等に置き替え得ることもできる
。前記第１、第２リアクタ（２０） （３０）の２次巻
線（２２） （３２）の一端（２３） （３３）側と第
１、第２変圧器（４０） （４］）の２次巻線（４２）
（５２）の他端（４３） （５３）側は、それぞれ整
流器としての第１、第２、第３、第４ダイオード（２Ｕ
（３４） （４４） （４５＞を経た後、共通のコン
デンサ（６）と出力端子（７）に結合されている。前記
第１、第２リアクタ（２０） （３０）の２次巻線（２
２） （３２）の他端（２５） （３５）側と第１、第
２変圧器（４０） （４１）の２次巻線（４２） （５
２）の〜端（４５） （５５）側は、それぞれ同一点に
結合された後、前記共通のコンデンサ（６）の他端と、
他方の出力端子（８）に結合されている。前記出力端子
（７） （８）には負荷（９）が結合されるとともに、
出力電圧（Ｖ Ｏ）を検出して、この検３− 小電圧に応じて所定の制御信号を出力するコントロール
回路（１０）が結合され、このコントロール回路（ｌＯ
）の出力側には、前記制御信号に基づき、前記第１、第
２トランジスタ（２） （４）のベースに互いに１８０
度の位相差を有するドライブ信号を出力するドライバ回
路（１１）が結合されている。前記コントロール回路（
１０）は、誤差増幅器、発振器、変調部、２相分割回路
などで構成され、前記直流電圧出力端子（７）（，８）
間の電圧を検出し、この検出電圧が基準値と一致した場
合は前記ドライバ回路（１１）の信号線（１２）（１３
）から所定の動作周波数のドライブ信号を出力せしめ、
検出電圧が基準値より高い方にずれるとドライブ信号の
動作周波数が高くなるように制御し、検出電圧が基準値
より低い方にずれるとドライブ信号の動作周波数が低く
なるように制御して直流出力電圧を安定化するように機
能するものである。
つぎに、第１図および第２図を用いて本発明の詳細な説
明する。第１、第２リアクタ（２０） （３０）は不飽
和リアクタとして動作するものが用いられ、４− また、この第１、第２リアクタ（２０） （３０）およ
び第１、第２変圧器（４０） （５０）は、１次側から
２次側へのエネルギ伝達量が略同−となるように略同−
に構成されているものとする。いま、ドライバ回路（１
］）から信号線（１２）（１３）を介して、周期がＴで
、位相差が１８０度の２つのドライブ信号をそれぞれ第
１、第２トランジスタ（２） （４）のベースの印加し
ているとすると、第１、第２トランジスタ（２）（４）
は、第２図（ａ） （ｂ）に示すように、期間Ｔ／２毎
に交互にオン、オフを繰り返す。第１トランジスタ（２
）がオンし、第２トランジスタ（４）がオフしているし
、〜ｔ２．ｔ３〜Ｌ４、・・・間には、第１系統の直列
回路（３）に第２図（ｄ）のような１次電流■１が流れ
るので、第１リアクタ（２０）の１次巻線（２１）には
１／２Ｌ ｔ ｒ 、” （Ｌ ｔは第１リアクタ（２
０）の１次インダクタンスを表わす）のエネルギが蓄え
られ、第２リアクタ（３０）の２次側の第２ダイオード
（３４）には前回蓄えられたエネルギ１／２１，２ Ｉ
２” （Ｌ２は第２リアクタ（３０）の１次インダク
タンスを表わす）に基づいて同図（ｇ）のようにピーク
値Ｉｐの２次組流Ｉｄ２が流れ、第１変圧器（４０）の
２次側の第３ダイオード（４４）には同図（ｈ）のよう
にピーク値１ｐの２次組流■ｄ３が流れる。同様にして
、第１トランジスタ（２）がオフし、第２トランジスタ
（４）がオンしているｔ、２〜し３．し４〜し５間にお
いては、第２系統の直列回路（５）に第２図（ｅ）のよ
うな１次電流Ｉ２が流れるので、第１リアクタ（２０）
の２次側の第１ダイオード（２４）には前回蓄えられた
エネルギ１．／２Ｌ Ｉ Ｔ 、 ”に基づいて同図（
ｆ）のようにピーク値ｒｐの２次電流■ｄ１が流れ、第
２リアクタ（３０）の１次巻線（３１）には１／２Ｌ
２ Ｔ ２”のエネルギが蓄えられ、第２変圧器（５１
）の２次側の第４ダイオード（５４）には同図（１）の
ようにピーク値Ｔｐの２次電流１ｄ４が流れる。このた
め、２次電流（Ｉｄ＋）（ｒｄ２）（ｚ３）（ｒｄ４）
が加えられて出力端子（７） （８）から負荷（９）へ
流れる出力電流■０は第２図（ｊ）に示すようにピーク
値ＩＰを平均値とする平坦な直流電流となる。また、直
流入力電源（］）から第１、第２系統の直列回路（３）
（５）へ供給される入力電流Ｔｊは第２図（ｃ）のよう
な鋸歯状波となる。
明する。第１、第２リアクタ（２０） （３０）は不飽
和リアクタとして動作するものが用いられ、４− また、この第１、第２リアクタ（２０） （３０）およ
び第１、第２変圧器（４０） （５０）は、１次側から
２次側へのエネルギ伝達量が略同−となるように略同−
に構成されているものとする。いま、ドライバ回路（１
］）から信号線（１２）（１３）を介して、周期がＴで
、位相差が１８０度の２つのドライブ信号をそれぞれ第
１、第２トランジスタ（２） （４）のベースの印加し
ているとすると、第１、第２トランジスタ（２）（４）
は、第２図（ａ） （ｂ）に示すように、期間Ｔ／２毎
に交互にオン、オフを繰り返す。第１トランジスタ（２
）がオンし、第２トランジスタ（４）がオフしているし
、〜ｔ２．ｔ３〜Ｌ４、・・・間には、第１系統の直列
回路（３）に第２図（ｄ）のような１次電流■１が流れ
るので、第１リアクタ（２０）の１次巻線（２１）には
１／２Ｌ ｔ ｒ 、” （Ｌ ｔは第１リアクタ（２
０）の１次インダクタンスを表わす）のエネルギが蓄え
られ、第２リアクタ（３０）の２次側の第２ダイオード
（３４）には前回蓄えられたエネルギ１／２１，２ Ｉ
２” （Ｌ２は第２リアクタ（３０）の１次インダク
タンスを表わす）に基づいて同図（ｇ）のようにピーク
値Ｉｐの２次組流Ｉｄ２が流れ、第１変圧器（４０）の
２次側の第３ダイオード（４４）には同図（ｈ）のよう
にピーク値１ｐの２次組流■ｄ３が流れる。同様にして
、第１トランジスタ（２）がオフし、第２トランジスタ
（４）がオンしているｔ、２〜し３．し４〜し５間にお
いては、第２系統の直列回路（５）に第２図（ｅ）のよ
うな１次電流Ｉ２が流れるので、第１リアクタ（２０）
の２次側の第１ダイオード（２４）には前回蓄えられた
エネルギ１．／２Ｌ Ｉ Ｔ 、 ”に基づいて同図（
ｆ）のようにピーク値ｒｐの２次電流■ｄ１が流れ、第
２リアクタ（３０）の１次巻線（３１）には１／２Ｌ
２ Ｔ ２”のエネルギが蓄えられ、第２変圧器（５１
）の２次側の第４ダイオード（５４）には同図（１）の
ようにピーク値Ｔｐの２次電流１ｄ４が流れる。このた
め、２次電流（Ｉｄ＋）（ｒｄ２）（ｚ３）（ｒｄ４）
が加えられて出力端子（７） （８）から負荷（９）へ
流れる出力電流■０は第２図（ｊ）に示すようにピーク
値ＩＰを平均値とする平坦な直流電流となる。また、直
流入力電源（］）から第１、第２系統の直列回路（３）
（５）へ供給される入力電流Ｔｊは第２図（ｃ）のよう
な鋸歯状波となる。
なお、第１、第２リアクタ（２０） （３０）が１次側
から２次側Ａエネルギを伝達する際、２次電流の立」ニ
リ時間は有限であり、リアクタの持つミューチュアイン
ダクタンス及び第１、第２ダイオード（２４）（３４）
のオン遅れ時間があるため、出力電流■。が、ｔ、１
、第２、第３、第４、ｔ６時近傍においてピーク値Ｔｐ
より低くなるので、この間、コンデンサ（６）で平滑化
する。このようにコンデンサ（６）はわずかな時間遅れ
を平滑化するだけであるからその容量は通常のフライバ
ック方式のＤＣ−ＤＣコンバータに用いられるる波回路
のコンデンサより極めて小さな容量でよい。
から２次側Ａエネルギを伝達する際、２次電流の立」ニ
リ時間は有限であり、リアクタの持つミューチュアイン
ダクタンス及び第１、第２ダイオード（２４）（３４）
のオン遅れ時間があるため、出力電流■。が、ｔ、１
、第２、第３、第４、ｔ６時近傍においてピーク値Ｔｐ
より低くなるので、この間、コンデンサ（６）で平滑化
する。このようにコンデンサ（６）はわずかな時間遅れ
を平滑化するだけであるからその容量は通常のフライバ
ック方式のＤＣ−ＤＣコンバータに用いられるる波回路
のコンデンサより極めて小さな容量でよい。
なお、第１または第２トランジスタ（２） （４）がオ
ンのときに、第１または第２系統の直列回路（３）（５
）を流れる１次電流１１または第２は、第２図（ｄ）
（ｅ）に示すようにオン時間の経過とともにその値が増
加する鋸歯状波となっているので、オン時間（Ｔ／２）
を制御することによって第１、第２リアクタ（２０）
（３０）および第１、第２変圧器（４０） （５０）の
７− １次側から２次側へのエネルギ伝達量を制御することが
できる。また、リアクタに流れる電流がリアクタに印加
される電圧の時間積分に比例することを考慮すれば、直
流出力端子（７） （８）間に現われる出力電圧Ｖ。は
動作周波数Ｆ＝１／Ｔによって制御される。したがって
、出力電圧ｖＯが所定値より高い方へずれると、コント
ロール回路（ｌＯ）からの制御信号に基づきドライバ回
路（１１）から信号線（１２）（１３）を介１て第１、
第２トランジスタ（２） （４）へ供給されるドライブ
信号の動作周波数（Ｆ＝１／Ｔ）が所定値より高い方へ
ずれる。このため、第１、第２トランジスタ（２） （
４）のオン時間（Ｔ／２）が所定値より短かくなり、出
力電圧Ｖｏが低くなる方向に修正される。これとは反対
に、出力電圧Ｖｏが所定値より低い方へずれると、ドラ
イブ信号の動作周波数（Ｆ＝１／Ｔ）が所定値より低い
方へずれ、第１、第２トランジスタ（２）（４）のオン
時間（Ｔ／２）が所定値より長くなり、出力電圧ＶＯが
高くなる方向に修正される。上述のようにして出力電圧
Ｖ。の安定化が図られる。
ンのときに、第１または第２系統の直列回路（３）（５
）を流れる１次電流１１または第２は、第２図（ｄ）
（ｅ）に示すようにオン時間の経過とともにその値が増
加する鋸歯状波となっているので、オン時間（Ｔ／２）
を制御することによって第１、第２リアクタ（２０）
（３０）および第１、第２変圧器（４０） （５０）の
７− １次側から２次側へのエネルギ伝達量を制御することが
できる。また、リアクタに流れる電流がリアクタに印加
される電圧の時間積分に比例することを考慮すれば、直
流出力端子（７） （８）間に現われる出力電圧Ｖ。は
動作周波数Ｆ＝１／Ｔによって制御される。したがって
、出力電圧ｖＯが所定値より高い方へずれると、コント
ロール回路（ｌＯ）からの制御信号に基づきドライバ回
路（１１）から信号線（１２）（１３）を介１て第１、
第２トランジスタ（２） （４）へ供給されるドライブ
信号の動作周波数（Ｆ＝１／Ｔ）が所定値より高い方へ
ずれる。このため、第１、第２トランジスタ（２） （
４）のオン時間（Ｔ／２）が所定値より短かくなり、出
力電圧Ｖｏが低くなる方向に修正される。これとは反対
に、出力電圧Ｖｏが所定値より低い方へずれると、ドラ
イブ信号の動作周波数（Ｆ＝１／Ｔ）が所定値より低い
方へずれ、第１、第２トランジスタ（２）（４）のオン
時間（Ｔ／２）が所定値より長くなり、出力電圧ＶＯが
高くなる方向に修正される。上述のようにして出力電圧
Ｖ。の安定化が図られる。
８−
前記実施例においては、第１変圧器（４０）と第２変圧
器（５０）とは別体に形成したが、本発明はこれに限る
ものでなく、第３図に示すように、１個の変圧器（６０
）の２次側をセンタータップ方式にしても同様に動作す
る。
器（５０）とは別体に形成したが、本発明はこれに限る
ものでなく、第３図に示すように、１個の変圧器（６０
）の２次側をセンタータップ方式にしても同様に動作す
る。
前記実施例においては、第１、第２リアクタ（２０）
（３０）はそれぞれ１個で形成したが、それぞれ２個以
上で形成しても基本的動作において変りない。
（３０）はそれぞれ１個で形成したが、それぞれ２個以
上で形成しても基本的動作において変りない。
むしろリアクタの２次側に接続する整流器（例えばダイ
オード）の電流定格に見合った数に分割できる。例えば
、第４図に示すように、２個のりアクタ（２０ａ） （
２０ｂ）の１次巻線（２１ａ） （２１ｂ）を直列に接
続し、２次巻線（２２ａ）（２２ｂ）を並列接続して形
成した場合、ダイオード（２４ａ）（２４ｂ）の電流定
格は第１図の場合の略１／２で済むので電流容量が間に
合わない場合に有効である。
オード）の電流定格に見合った数に分割できる。例えば
、第４図に示すように、２個のりアクタ（２０ａ） （
２０ｂ）の１次巻線（２１ａ） （２１ｂ）を直列に接
続し、２次巻線（２２ａ）（２２ｂ）を並列接続して形
成した場合、ダイオード（２４ａ）（２４ｂ）の電流定
格は第１図の場合の略１／２で済むので電流容量が間に
合わない場合に有効である。
前記実施例では、所定の周期で交互にオン、オフを繰り
返すスイッチング素子は１対の第１、第２トランジスタ
（２） （４）で形成したが、本発明はこれに限るもの
でなく、２対以上のスイッチング素子で形成してもよい
。例えば、第５図に示すように、第１８、第２８トラン
ジスタ（２ａ） （４ａ）と、第１ｂ、第２ｂｌ−ラン
ジスタ（２ｂ） （４ｂ）との２対で形成してもよいし
、第６図に示すように、第１ａ、第２８トランジスタ（
２ａ） （４ａ）と、第１ｂ、第２ｂｌ−ランジスタ（
２ｂ）（４ｂ）と、第１０、第２ｃｌ〜ランジスタ（２
ｃ） （４ｃ）との３対で形成してもよい。この第５、
第６図において、ダイオード（１，４）（１５）および
（１６） （１７） （１ｇ） （１９）を図示のよう
に挿入することにより各トランジスタ（２ａ） （２ｂ
） （２ｃ） （４ａ）（４ｂ） （４ｃ）が電源（１
）の電圧にクランプできる。
返すスイッチング素子は１対の第１、第２トランジスタ
（２） （４）で形成したが、本発明はこれに限るもの
でなく、２対以上のスイッチング素子で形成してもよい
。例えば、第５図に示すように、第１８、第２８トラン
ジスタ（２ａ） （４ａ）と、第１ｂ、第２ｂｌ−ラン
ジスタ（２ｂ） （４ｂ）との２対で形成してもよいし
、第６図に示すように、第１ａ、第２８トランジスタ（
２ａ） （４ａ）と、第１ｂ、第２ｂｌ−ランジスタ（
２ｂ）（４ｂ）と、第１０、第２ｃｌ〜ランジスタ（２
ｃ） （４ｃ）との３対で形成してもよい。この第５、
第６図において、ダイオード（１，４）（１５）および
（１６） （１７） （１ｇ） （１９）を図示のよう
に挿入することにより各トランジスタ（２ａ） （２ｂ
） （２ｃ） （４ａ）（４ｂ） （４ｃ）が電源（１
）の電圧にクランプできる。
本発明によるＤＣ−ＤＣコンバータは、上記したように
、所定の周期で交互に開閉を繰り返す少なくとも１対の
スイッチング素子のそれぞれにエネルギ蓄積用リアクタ
の１次巻線と変圧器の１次巻線とを直列に結合して独立
した２系統の直列回路を形成し、この２系統の直列回路
の両端に直流入力電源を結合し、前記２系統の直列回路
のリアクタと変圧器のそれぞれの２次側から整流して得
られる２次電流の合成値を出力電流としたので、回路構
成が簡単で低コスト化されるとともに、出力電流の平均
値を回路電流のピーク値に近づけることができ、効率が
極めてよい。
、所定の周期で交互に開閉を繰り返す少なくとも１対の
スイッチング素子のそれぞれにエネルギ蓄積用リアクタ
の１次巻線と変圧器の１次巻線とを直列に結合して独立
した２系統の直列回路を形成し、この２系統の直列回路
の両端に直流入力電源を結合し、前記２系統の直列回路
のリアクタと変圧器のそれぞれの２次側から整流して得
られる２次電流の合成値を出力電流としたので、回路構
成が簡単で低コスト化されるとともに、出力電流の平均
値を回路電流のピーク値に近づけることができ、効率が
極めてよい。
とくに、大きな出力電流容量が要求される場合に最も適
合する。また、２系統の直列回路を形成するりアクタお
よび変圧器を、１次側から２次側へ伝達するエネルギが
略同−となるようにほぼ同一に構成した場合には、回路
電流のピーク値を平均値とする平坦な直流出力電流が得
られ、さらに高効率となる。
合する。また、２系統の直列回路を形成するりアクタお
よび変圧器を、１次側から２次側へ伝達するエネルギが
略同−となるようにほぼ同一に構成した場合には、回路
電流のピーク値を平均値とする平坦な直流出力電流が得
られ、さらに高効率となる。
第１図は本発明によるＤＣ−ＤＣコンバータの一実施例
を示す電気回路図、第２図は第１図の各部の特性図、第
３図は第１図の変圧器の変形例を示す電気回路図、第４
図は第１図のリアクタの変形例を示す電気回路図、第５
図および第６図は、それぞれ他の実施例を示す電気回路
図である。 （１）−・・直流入力電源、（２） （４） （２ａ）
（２ｂ） （２ｃ） （４ａ） （４ｂ）（４ｃ）・
・・スイッチング素子、（３） （５）・・・直列回路
、（６）・・コンデンサ、（７）（８）・・・出力端子
、（９）・・・負荷、（１０）・・・コン］〜ロール回
路、（１１）・・・ドライバ回路、（２０） （３０）
（２０ａ） （３０ａ）・・・リアクタ、（４０）
（５０） （６０）・・変圧器、（２４） （３４）
（４４）（５４）・・・整流器。 出願人 電設機器工業株式会社 １２−
を示す電気回路図、第２図は第１図の各部の特性図、第
３図は第１図の変圧器の変形例を示す電気回路図、第４
図は第１図のリアクタの変形例を示す電気回路図、第５
図および第６図は、それぞれ他の実施例を示す電気回路
図である。 （１）−・・直流入力電源、（２） （４） （２ａ）
（２ｂ） （２ｃ） （４ａ） （４ｂ）（４ｃ）・
・・スイッチング素子、（３） （５）・・・直列回路
、（６）・・コンデンサ、（７）（８）・・・出力端子
、（９）・・・負荷、（１０）・・・コン］〜ロール回
路、（１１）・・・ドライバ回路、（２０） （３０）
（２０ａ） （３０ａ）・・・リアクタ、（４０）
（５０） （６０）・・変圧器、（２４） （３４）
（４４）（５４）・・・整流器。 出願人 電設機器工業株式会社 １２−
Claims (4)
- （１）エネルギ蓄積用リアクタの１次巻線と変圧器の１
次巻線とを直列に結合して独立した２系統の直列回路を
形成し、前記２系統の直列回路の両端に、所定の周期で
交互に開閉を繰り返す少なくとも１対のスイッチング素
子のそれぞれを介して直流入力電源を結合し、前記リア
クタと変圧器のそれぞれの２次巻線側に整流ろ波回路を
結合してなることを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。 - （２）２系統の直列回路のそれぞれに結合されたりアク
タおよび変圧器は、１次側から２次側へのエネルギ伝達
量が略同−となるように略同−に構成してなる特許請求
の範囲第１項記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。 - （３）２系統の直列回路のそれぞれに結合されたりアク
タは、それぞれ２以上からなり、この１次巻線は直列に
結合され、２次巻線はそれぞれに対応する整流器を介し
て共通のコンデンサに結合してなる特許請求の範囲第１
項または第２項記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。 - （４）２系統の直列回路のそれぞれに結合された変圧器
は、１次巻線と２次巻線を同一鉄芯に巻回したセンター
タップ方式に構成してなる特許請求の範囲第１項、第２
項または第３項記載のＤＣ−ＤＣ，コンバータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2418984A JPS60170461A (ja) | 1984-02-10 | 1984-02-10 | Ｄｃ−ｄｃコンバ−タ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2418984A JPS60170461A (ja) | 1984-02-10 | 1984-02-10 | Ｄｃ−ｄｃコンバ−タ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS60170461A true JPS60170461A (ja) | 1985-09-03 |
Family
ID=12131375
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2418984A Pending JPS60170461A (ja) | 1984-02-10 | 1984-02-10 | Ｄｃ−ｄｃコンバ−タ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS60170461A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4930059A (en) * | 1986-10-31 | 1990-05-29 | Elektronische Anlagen Gmbh | Switched-mode DC-to-DC power converter |
| JP2020167916A (ja) * | 2019-03-29 | 2020-10-08 | 羽田 正二 | 力率改善コンバータ |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5268916A (en) * | 1975-12-05 | 1977-06-08 | Nixdorf Computer Ag | Trasformation device |
-
1984
- 1984-02-10 JP JP2418984A patent/JPS60170461A/ja active Pending
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5268916A (en) * | 1975-12-05 | 1977-06-08 | Nixdorf Computer Ag | Trasformation device |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4930059A (en) * | 1986-10-31 | 1990-05-29 | Elektronische Anlagen Gmbh | Switched-mode DC-to-DC power converter |
| JP2020167916A (ja) * | 2019-03-29 | 2020-10-08 | 羽田 正二 | 力率改善コンバータ |
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