JPS6017500A - 音声符号化装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 なるような符号化装置に関する。

占 音声信号を１０椿ビ、ト／秒程度以下の伝送情報量で符
号化するための効果的な方法として、音声信号の駆動音
源信号系列を、それを用いて再生した信号と入力信号と
の誤差最小を条件として、・短時間毎に探索する方法が
知られている。米国ベル電話研究所のビー・ニス・アタ
ール（Ｂ、Ｓ。

ＡＴＡＬ）氏らによる、駆動音源信号系列を複数個のパ
ルスで表わし、その振幅１位相を短時間毎に符号器側で
Ａ　−ｂ　−Ｓ　（Ａｎａｌｙｓｉｓ−ｂｙ−８ｙｎｔ
ｈｅｓｉｓ　）法によりめる方式は有効である。これに
対する説明ｉｉ：、１９８２年度のアイ・シー・ニー・
ニス・ニス・ピー（ＩＣＡＳＳＰ）の予稿集６１４〜６
１７貢（文献１）に掲載されているのでここでは説明を
省く。文献１の従来方式は、パルス系列をめるのにＡ−
ｂ−８法を用いているため、演算量が非常に多いという
欠点がある。それに対し特許出願番号昭５７−２３１６
０３（文献２）において、上記パルス系列をめるための
演算量を大巾に縮少する方式が提案されている。これ等
の方式によシ、伝送レイトを１０にビット／秒以下とし
た領域で良好な再生音質が得られると報告されている。

前記文献２（特許出願番号昭５７−２３１６０３　）の
従来方式を簡単に説明する。１フレーム内、　′に個（
７）パルス系列からなる駆動音赤系列を次のように表わ
す。

ｄ（ｎ）＝Σｇｋδ（ｎ−４ｋ）、　ｎ＝０，１．−、
Ｎ−１（１）ｋ＝１ ここでδ（・）はクロネッカーのδである。Ｎはフレー
ム長、　ｇｋは位置ｔｋに立つパルス４の振幅を表わす
。

ｄ（ｎ）を合成フィルタに入力して得られる再生信号１
（ｎ）は、合成フィルタの予測係数をαｉ　（ｋ＝１　
、・・・。

Ｍ、Ｍは合成フィルタの次数）とすると、次のように書
ける。

入力音声信号ｘ　（ｎ）と再生信号ｘ＜ｎ＞との１フレ
ーム内の重み付き二乗誤差は、 となる。ここで＊はたたみ込み積分の記号であシ、ｗ（
ｎ）は重み付き関数を表わす。（３）式は、Ｘ（ｎ）、
ｘ（飢ｗ（ｎ）の２変換をそれぞれｘ＜ｚ＞　、　）＜
＜ｚ＞　、　ｗ＜ｖ＞とすると、次のように表わされる
。

Ｊ＝　Ｉ　ＸＣＺＢＡＲＺ）　−一’？（ｚ）Ｗ（ｚ）
　Ｉ　ｔ　−（４）ここで１・１は絶対値を表わす。ま
た（２）式の関係から、ｇ（Ｚ）は次のようになる。

Ｘ（ｚ）＝　Ｈ（ｚ）　Ｄ（ｚ）　−（５）Ｈ（ｚ）は
合成フィルタの２変換、Ｄ（ｚ）は駆動音源の２変換で
ある。（５）を（４）に代入するとＪ　＝　ｌ　Ｘ（ｚ
）　Ｗ（ｚ）　−Ｈ（ｚ）　Ｗ（ｙ、）　Ｄ（ｚ）　ｌ
”　（６）である。

従って、Ｘ　（ｚ）　Ｗ　（ｚ）とＲ（ｚ）　Ｗ　（ｚ
）の逆２変換の信号をそれぞれｘｗ（ｎ）　＝　ｘ（ｎ
）　＊　ｗ（ｎ）とｈｗ（ｎ）　＝　ｈ（ｎ）＊ｗ（ｎ
）と記すと、ｆＧ）は次のようになる。

Ｊ＝Σ（ｘｖ（ｎ）−Σｇｋｈｗ（ｎ−ｔｋ）　）”　
−（７）ｌＩ！Ｏｋｚｌ （方式を最小にするような音源パルス系列の振幅ｇｋ。

位置ｍｋをめるのに、（７）式をｇｋでｉＨ分して０と
おいた式、つまシ の関係を利用する。

ここで、ψｘｈ（・）はｘｖ（ｎ琺ｈｗ（ｎ）から計算
した相互相関関数列を、ψｈｈ（・）はｈｗ（ＩＩ）の
自己相関々数列をそれぞれ表わし、次のように表わされ
る。尚ψｈｈ（・）は共分散関数とも呼ばれる。

ψｘｈ（ｔｋ）−Σｘｗ（ｎ）ｈｖ（ｎ−４ｋ）−ψｈ
ｘ（−ｔｋ）　（９）ｎｘＱ Ｏ≦ｔｋ≦Ｎ−１ Ｎ−ｌ／、１−７！、１１＋１ ψｈｂ（ｔｉ　、ｔＪ）”−Σ　ｈｗ（ｎ−２１）　ｈ
ｗ（ｎ−４Ｊ　）ｎ＝０ ０≦ｔＬＬＪ≦Ｎ−１（Ｉｆ） 従来方式は、（８）のｇｋをｔｋだけの関数とみること
Ｋより、ｋ４１ｆ目のパルスの振幅と位置を決めるもの
である。っまシ、（８）のＩｇｋｌを最大にするｔｋを
に番目のパルスの位置とし、そのときのｇｋをに番目の
パルスの振幅とするものである。この方式はｇｋが正確
Ｋｔｋだけの関数であれば、（方式を最も小さくする音
源パルス系列が計算されるが、実際の音声信号はその限
りでなく、一般にｇｋは、４　＋４＋・・・、ｔｋなど
の関数である。

第１図は、文献２の従来方式の一実施例を示すブロック
図である。第２図は、音源パルス系列計算回路１４０で
行なわれる音源パルス系列の振幅ｇｋ。

位置ｔｋをめる処理手順を表わす流れ図である。

第１図において各構成要素は１フレーム毎に処理を行う
、１００は符号器入力端子を示し、Ａ／Ｄ変換された音
声信号系列、（ｎ）が入力される。１１０はバッファメ
モリ回路で、音声信号系列を１フレ一ム分蓄積する。Ｋ
パラメータ計算回路１８０は、バッファメモリ回路１１
０に蓄積された音声信号ｘ（ｎ）を入力し、あらかじめ
定められた数だけにパラメータＫｉ（１≦ｌ≦Ｍ）を割
算する。この値はにパラメータ符号化回路１９０に出力
される。Ｋパラメータ符号化回路１９０は、例えばあら
かじめ定められた量子化ビット数に基づいてＫｌを符号
化し、その符号Ｉｋｌをマルチプレクサ１６０へ出力す
る。

またにパラメータ符号化回路１９０は、Ｉｋｉを復号化
し、復号値Ｋｉ’　（１≦ｌ≦Ｍ）をインパルス応答計
算回路１２０と、重み付は回路２００へ出力する。重み
付は回路２００は、入力音声信号、　（ｎ）とにパラメ
ータ復号直Ｋｉ’を入力し、合成フィルタの周波数特性
に依存した重み付は関数ｗ（ｎ）を用い、前述のＸ＠−
を計算し、得られたｘｗ（ｎ）を相互相関々数計算回路
１３５へ出力する。尚、ここで用いる重み付は関数ｗ　
（ｎ）は、例えばその２変換Ｗ（、）を、合成フィルタ
の予測パラメータαｌと０≦ｒ≦１を満足する実定と表
わされるものを採用する。インパルス応答回路１２０は
、ｋｔを入力し、前述のｈｗ（ｎ）　（インパルス応答
と前述と同じ重み付き関数のたたみ込み積分）を定めら
れたサンプル数だけ計算し請求まったｈｖ（ｎ）を共分
散関数計算回路１３０と相互相関関数計算回路１３５と
へ出力する。共分散関数計算回路１３０は、あらかじめ
定められたサンプル数のｈｗ（ｎ）ｔ？大入力、前述の
ａｅ式に従ってψｈｈ（／！、１．ｔｊ　）（０≦ｔ１
．ｔ３≦Ｎ−１）を計算し、これを音源パルス系列計算
回路１４０へ出力する。次に、音源パルス系列計算回路
の説明をする。音源パルス系列計算回路１４０は、相互
相関々数計算回路１３５からψｘｈ（ｔｋ）（０≦ｔｋ
≦Ｎ−１）ｔ＝、共分散関数計算回路１３０からψｈｈ
（ｚｔ　、ｔｊ）　（０≦ｔｉ、ｔｊ≦Ｎ−１）をそれ
ぞれ入力し、前述のパルス計算アルゴリズム（８）式を
用いて音源パルス系列の振幅ｇｋ及び位置ｔｋを計算す
る。第２図は、音源パルス系列計算回路１４０で行なわ
れる処理手順を表わす流れ図である。１つ目のパルスは
（８）式において、Ｋ＝１とおき振幅ｇ、を位置ｔ、の
関数９ｇ、＝ψｘｈ　（ｔ、）／ｑｂｂ（ｔＩｒ　４　
）として表わす。次に、１ｇ、１を最大にするｔ、を選
び、その際の４＋ｇｘを１甫目のパルス位置及び振叫；
とする。２番目のパルスは、（８）式においてに＝２と
おき、１ｇ、１を最大にするｔ、を選び、その際のｌｔ
＋ｇｚを２番目のパルスの位置及び振幅とする。３番目
以後のパルスも同様にして計算し、あらかじめ定まった
パルス数に達するオで続ける。

第２図に詮いて、１はパルスの個数を計算する計算カウ
ンターを１に初期化する。２．は比較であシ、パルスの
個数があらかじめ定められた個数よシ大きいか、小さい
かを判１９ｉＬ、定められた個数よシ大きければ、パル
ス系列計算の処理を終える。３゜は（８）式の計算を行
うもので、（８）弐において、ｔ、。

・・・＋ｔｋ−Ｈ，及びｇ＋＋・・・９ｇｋ−１を既知
とし、　Ｉｇｋｌを最大にするｔｋをめ、そのときのｇ
ｋ、ｔｋをに番目のパルスの振幅と位置をして出力する
。４６は加算器で、パルスの個数を計算する計算カウン
ターの内容を１つふやす。以上で音源パルス計算回路１
４０の説明を終える。

第１図に戻って、符号化回路１５０は、音源パルス計算
回路１４０の出力であるパルス系列の振幅ｇｋ及び位置
ｔｋを入力し、それらを符号化する。振幅ｇｋや位置ｔ
ｋの符号化については従来よく知られている方法を用い
ることができる。振幅ｇｋについては、例えば、１フレ
ーム内のパルス系列の振幅の最大値を正規化係数として
、この値で各パルスの振幅を正規化し、その後量子化、
符号化する方法が考えられる。位置ｔｋについては、例
えばファクシミリ信号符号化の分野でよく知られている
ランレングス符号化を用いることが考えられる。

これは符号％Ｑｌの続く長さをあらかじめ定められた符
号系列を皆いて表わすものである。マルチプレクサ１６
０は、Ｋパラメータ符号化回路１９０の出力符号と符号
化回路１５０の出力符号を入力し、これらを組み合わせ
て、送信側出力端子１７０から通信路へ出力する。

以上、文献２従来方式において、駆動音源パルス系列を
探索する方式について述べた。

文献２従来方式は、音源パルス系列の振幅１位置をめる
アルゴリズムにおいて、パルスの振幅は、そのパルスが
立つ位置だけの関数であるという仮定をおいている。し
かし、実際のＷ声信号に対しては、前述の仮定は成シた
たず、文献２従来方式において、音源パルス系列をめる
ために使用した前記（８）式に見るように、一般にｇｋ
はｔＩ。

ｔ７．・・・、　１になどの関数となる。しｙｔがって
、文献２従来方式によシ決定された音源パルス系列は、
前記（方式のＪを真に小さくするものではなく、更に適
した音源パルス系列が存在する。駆動音源信号系列を複
数のパルスで表わす方式において、伝送レイトが１０に
ピット／秒以下の領域で更によい音声品質を得るために
は、より適した音源パルス系列の振幅と位置をめること
が必要となる。本発明は、この音源パルス探索アルゴリ
ズムの改良に関するものである。

本発明の目的は、比較的少ない演算量で１０にピット／
秒以下の伝送レートに適用し得る高品質な音声符号化方
式を提供するものでおる。

本発明によれば、離散的音声信号系列を入力し、前記音
声信号系列を短時間毎に分割し短時間音声信号系列をめ
る手段と、前記短時間音声信号系列からスペクトル包絡
を表わすパラメータを抽出して符号化する手段と、前記
スペクトル包絡に対応するインパルス応答系列の自己相
関々数列を計算する手段と、前記スペクトル包絡に対応
するインパルス応答系列と前記短時間音声信号系列との
相互相関々数列を計算する手段と、前記自己相関々数列
と前記相互相関々数列とを用いて前記短時間音声信号系
列の駆動音源信号系列に適した音源パルスの位置と振幅
を逐次的にめる際に過去にめた音源パルスの位置と振幅
とをもとに新たな音源パルスの位置を決定し前記過去に
めた音源パルスの位置と前記新たに決定した音源パルス
の位置とをもとに前記過去にめた音源パルスと前記新た
な音源パルスとの振幅を計算しなおすようにした駆動音
源パルス符号化手段と、前記スペクトル包絡を表わすパ
ラメータの符号と前記駆動音源信号系列を表わす符号と
を組み合わせて出力する手段とを有することを特徴とす
る音声符号化装置が得られる。

また本発明によれば離散的音声信号系列を人力し、前記
音声信号系列を短時間毎に分割し短時間音声信号系列を
める手段と、前記短時間音声信号系列からスペクトル包
絡を表わすパラメータを算する手段と、前記短時間音声
信号系列をもとにあらかじめ定められた補正を加えた目
標信号系列とを用いて相互相関々数列を計算する手段と
を用いて前記短時間音声信号系列の駆動音源信号系列に
適した音源バ、ルスの位置と振幅を逐次的にめる際に過
去にめた音源パルスの位置と振幅とをもとに新たな音源
パルスの位置を決定し前記過去にめた音源パルスの位置
と前記新たに決定した音源パルスの位置とをもとに前記
過去にめた音源パルスと前記新たな音源パルスとの弗幅
を計算しなおすようにした駆動音源パルス符号化手段と
、前記スペクトル包絡を表わすパラメータの符号と前記
駆動音源信号系列を表わす符号とを組み合わせて出力す
る手段とを有することを特徴とする音声符号化装置を提
供できる。

本発明による音声符号化方式は、上記音源パルス系列を
めるアルゴリズムに特徴がある。従って、以後前記（方
式が与えられたとき、（７７式のＪを最小にする音源パ
ルス列の振幅ｇｋ、に＝１．２．・・・Ｋと位置ｔｋ、
に＝１．２．・・・、Ｋをめる本発明のアルゴリズムに
ついて説明する。

まず、振幅と位置がそれぞれ（Ｅｘ　＋　ｇｔ　＋・・
・。

ｇｔｌ）−（Ｌ１＊Ｌｔ・・・＋　ｔＫ−ｘ　）である
（Ｋ−１）個のパルス系列に、更に１個のパルスを加え
たときの二乗誤差を（方式に倣い下のように表わす。

Ｋ番目のパルスの影響をみるためにｆｉｌ１式をｇｋで
偏微分してＯとおくと、次の関係が得られる。

また、このときのＪＹはＪＫ−１、ｇｋを用い、次のよ
うに計算できる Ｊｖ＝　Ｊ）（−＋　ｇ’％／ψｈｈ（ｔＫ、ｔｋ）　
Ｋ＞１−１１３１Ｊｋは（１２１、（１３１両式ヨｂ　
ｔｗ　ｃｖ関数となシ、０４式から、ｕ方式のｇＨが最
も大きくなるＩＸにパルスを立てるときＪｋが最も小さ
くなることがわかる。次に、（１１１式をｇｋで偏微分
して０とおくことによシ、次の関係を得る。

ψｘｈ（ｔｋ）＝　Σｇｉψｈｈ（ｔｌ、　ｔｋ）、　
ｋ＝１　、・・Ｍ（１５）儀＝１ （１５１を満たすｇｋ、　ｋ＝１　、・・・、には次の
連立−次方程式の解としてまる。

（１６１式の左辺のに１ＬＫの行列は止定値、対象行列
であシ、ｇｋ、　ｋ＝１　、・・・、にはチ目レスキー
（ＣＨＯＬＥＳＫＹ）分解等の高速アルゴリズムで解く
ことができる。また（１９式が成立するとき、Ｊｋは最
小になシ、次のように計算できる よって、（１２１式、ｕｅ式において、Ｋ＝１を初期値
とし４　＊　ｇｔをめ、以後Ｋに関して逐次的に、■式
ニヨシ位置ｔｋヲ、（１０式により、ｇｌ＋　ｇｔ＋　
・・・＋ｇｋを計算していき、パルス数があらかじめ定
められた値に達するか、あるいは請求まったｇｉ　＊　
ｇｔ　＋・・；ｇｐ　＊　ｚ、　ｌ　ｚ、・・・、ｔｐ
を０７）弐に代入し、得られる二乗誤差の値があらかじ
め定められた値よシ小さくなるか、あるいは、新たに立
つパルスの振幅の大きさがあらかじめ定められた値よシ
小さくなるまで繰り返すことによシ、（７）式を小さく
する駆動音源パルス系列の振幅ｇｋと位置ｔｋを探索す
ることができる。以上で、本発明のアルゴリズムの導出
に関する説明を終える。

以上述べてきたように、本発明は音源パルス系列をめる
アルゴリズムに特徴があり、音源パルス系列ｎ１算回路
１４０を除いて、文献２の従来方式の実施例を示す第１
図とまったく、同一の構成で本発明は実現でべろ。そこ
で、ここでは本発明による音源パルス系列計算回路１４
０について説明する。

第３図は、本発明による音源パルス系列￥鼻回路で行な
われる処理手順を表わす流れ図である。１つ目のパルス
の位置は、（１２１式においてＰ−０とおいて、ψｘｈ
（ｔｔ）／ψｈｈ（ｚｔ　、　ｚｔ）を計算し、（ψｘ
ｈ（４）／ψｈｈ（ｚ、　、　４）　）”を最大にする
ｔｌを選ふ。これが、１つ目のパルス位置となる。１つ
目のパルスの振ｍｇｔは、（１６）式においてＰ＝０と
し、上記ｔ、を代入し計算する。、２つ目のパルスの位
置は、１２１式においてＰ＝１とおいて、上記ｇｓ　＊
　４を代入し、（（ψｘｈ（ｔ２）−ｇｔ９’ｈｈ（４
，ｚ、ｔ）　）／ψｈｈ（Ｌｔ、４）　）’を最大にす
るｔ、である。ｇ、とｇ２の値は、ｌ、とｔ。

を（１６１式に代入し、決定される。３つ自身上の計算
も同様で、０式によりｐ番目の位置ｔｐをめ、Ｚ１＋・
・・、ｔｐを（ｌｆｉ）式に代入し、ｇｔ＋・・・−ｇ
ｐの値をめる、という処理を繰シ返す。第３図において
、５はパルスの個数を計数する計数カウンターを１に初
期化する。６は比較であり、パルスの個数があらかじめ
定められた個数よシ大きいか、小さいかを判定し、定め
られた個数よシ大きかったら、パルス系列計算の処理を
終える。７は、前記α３式の計算を行うもので、パルス
の位置を計算する。

８は、前記（１６１式の計算を行うもので、パルスの振
幅を計算する。９は、加算器で、パルスの個数を計数す
る計数カウンターを１つふやす。以上で、本発明による
音源パルス計算回路の説明を終える。

本発明の構成によれば、音源パルス系列の計算において
、（１６１式によシ最適な振幅を、α３式によシパルス
数について逐次的に最適な位置を決定しているので、文
献２の従来方式に見るような、パルスの振幅を、そのパ
ルスが立つ位置だけの関数とみる仮定がなく、よシ適し
た音源パルス系列を得ることができる、したがって、よ
り良好な再生音質が得られるという効果がある。またψ
ｘｈ（ｔｋ）（０≦ｔｋ≦Ｎ−１）とψｈｈ（ｚｔ、ｚ
ｌ）　（ｏ≦１＋、ｔｊ≦Ｎ−１）の値を１フレーム毎
に前もって計算しておくことによシ、文献２と同様、睦
式の演算は、掛は算と引き算という簡略化された演算と
なる。更に００式は、正値対称行列となるので高速に解
くアルゴリズムが存在し、文献１の従来方式に比べ、演
算量を大巾に減らすことができるという効果がある。

尚、前述の本発明の音源パルス系列の計算は、フレーム
単位で行なったが、フレームをいくつかのサブフレーム
に分割し、そのサブフレーム毎にパルス系列を計算する
ような構成にしてもよい。

この構成によれば、フレーム分割数をｄとすると、第３
図に示した構成と比べて演算量を大略／６倍することが
できる。

また、以上説明した構成例においては、フレーム長を一
定としたが、これは可変にしてもよい。

可変にした方が特性は向上する。また、短時間音声信号
系列のスペクトル包絡を表わすノくラメータとしてはに
パラメータを用いたが、これはよく知られている他のパ
ラメータ（例えばＬ８Ｐ）（ラメータ等）を用いてもよ
い。更に、前述の重み付は関数Ｗ（ｎ）はなくてもよい
。

また、本発明による音源パルス計算式αａ　、　ＱＯ）
両式においては、ψｈｈ（りとしてはａ〔式に従って共
分散関数を計算したが、これは下式のような自己相関々
数列を計算するような構成にしてもよい。

ψｈｈ（ｚｌ、ｚｊ）＝　ｎＸ；、　ｈｗ（ｎ）ｂｙ（
ｎ−１ｔｉ−２ｊ９゜０　≦ｌＡｌ−４Ｉｌ　≦Ｎ−１
（１８）このような構成をとることによって、ψｈｈ（
・）の計算に要する演算量を大幅に低減させることが可
能となシ、全体の演算量も低減できるという効果がある
。

更に、本発明において、合成フィルタの自己相関々数列
を計算するに際し、−担合成フィルタのインパルス応答
をめてからＱＯ）式に従い計算したが、自己相関々数列
は、合成フィルタのパワースペクトラムを逆フーリエ変
換することにょ請求めることができる。また本発明にお
いて合成フィルタのインパルス応答と入力音声信号の相
互相関々数列の計算は（９）式に従い計算したが、合成
フィルタのパワースペクトラムと入力音声信号のノくワ
ースペクトラムの積を逆フーリエ変換することによ請求
めることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来方式の構成による音声符号化方式の一実施
例を示すブロック図、第２図は、従来方式による音源パ
ルス系列計算回路で行う処理手順を示す流れ図、第３図
は、本発明による音源ノくルス系列計算回路で行う処理
手順を示す流れ図をそれぞれ示す。 図において、Ｊｌｏ・・・バッファメモリ回路、１２０
・・・インパルス応答計算回路、１３０・・・共分散関
数計算回路、１３５・・・相互相関々数計算回路、１４
０・・・音源パルス系列計算回路、１５０・・・符号化
回路、１６０・・・マルチプレクサ、１８０・・・Ｋパ
ラメータ計算回路。 １９０・・・Ｋパラメータ符号化回路、２００・・・重
み付は回路、１・・・パルス計数カウンター、２・・・
比較器。 ３・・・パルス計算回路１４・・・加算器、５・・・ノ
（ルス計数カウンター、６・・・比較器、７・・・パル
ス位置計算回路、８・・・パルス搗幅計算回路、９・・
・加算器をそれぞれ示す。

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. （１）　離散的音声信号系列を入力し、前記音声信号系
   列を短時間毎に分割し短時間音声信号系列をめる手段と
   、前記短時間音声信号系列からスペクトル包絡を表わす
   パラメータを抽出して符号化する手段と、前記スペクト
   ル包絡に対応するインパルス応答系列の自己相関々数列
   を計算する手段と、前記スペクトル包絡に対応するイン
   パルス応答系列と前記短時間音声信号系列との相互相関
   々数列を計算する手段と、前記自己相関々数列と前記相
   互相関々数列とを用いて前記短時間音声信号系列の駆動
   音源信号系列に適した音源パルスの位置と振幅を逐次的
   にめる際に過去にめた音源パルスの位置と振幅とをもと
   に新たな音源パルスの位置を決定し前記過去にめた音源
   パルスの位置と前記新たに決定した音源パルスの位置と
   をもとに前記過去にめた音源パルスと前記新たな音源パ
   ルスとの振幅を計算しなおすようにした駆動音源パルス
   符号化手段と、前記スペクトル包絡を表わすパラメータ
   の符号と前記駆動音源信号系列を表わす符号とを組み合
   わせて出力する手段とを有することを特徴とする音声符
   号化装置。
2. （２）離散的音声信号系列を入力し、前記音声信号系列
   を短時間毎に分割し短時間音声信号系列をめる手段と、
   前記短時間音声信号系列からスペク応答系列の自己相関
   々数列を計算する手段と、前記短時間音声信号系列をも
   とにあらか９め定められた補正を加えた目標信号系列と
   を用いて相互相関々数列を計算する手段とを用いて前記
   短時間音声信号系列の駆動音源信号系列に適した音源パ
   ルスの位置と振幅を逐次的にめる際に過去にめた音源パ
   ルスの位置と振幅とをもとに新たな音源パルスの位置を
   決定し前記過去にめた音源パルスの位置と前記新たに決
   定した音源パルスの位置とをもとに前記過去にめた音源
   パルスと前記新たな音源パルスとの振幅を計算しなおす
   ようにした駆動音源パルス符号化手段と、前記スペクト
   ル包絡を表わすパラメータの符号と前記駆動音源信号系
   列を表わす符号とを組み合わせて出力する手段とを有す
   ることを特徴とする音声符号化装置。