JPS60176310A - Ｆｍ復調器 - Google Patents
Ｆｍ復調器Info
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- JPS60176310A JPS60176310A JP3194884A JP3194884A JPS60176310A JP S60176310 A JPS60176310 A JP S60176310A JP 3194884 A JP3194884 A JP 3194884A JP 3194884 A JP3194884 A JP 3194884A JP S60176310 A JPS60176310 A JP S60176310A
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- Japan
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-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D3/00—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations
- H03D3/02—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by detecting phase difference between two signals obtained from input signal
- H03D3/06—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by detecting phase difference between two signals obtained from input signal by combining signals additively or in product demodulators
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Processing Of Color Television Signals (AREA)
- Filters And Equalizers (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
本発明は、例えば術星放送用ＳＨＦ受信機、のＦＭ復調
回路に使用して好適なＦＭ復調器に関する。
回路に使用して好適なＦＭ復調器に関する。
背禁技術とその問題点
周知のようにＳＨＦ受信機において、ＢＳチューナは、
ＢＳコンバータからの第１中間周波信号の中から希望の
チャンネルを選局して、映像・音声信号を復調、再生す
る働きをする。このＢＳチューナは例えば第１図に示す
ように構成されている。
ＢＳコンバータからの第１中間周波信号の中から希望の
チャンネルを選局して、映像・音声信号を復調、再生す
る働きをする。このＢＳチューナは例えば第１図に示す
ように構成されている。
同図において、入力端子（１）にはＢＳコンバータかも
例えば１０３５〜１３３５ＭＨｚの第１中間周波信号が
供給され、この中間周波信号は中間周波増幅器（２）を
介してミキサ（３）に供給される。とのミキサ（３）に
は局部発振回路（４）より発振信号が供給され、その出
力側より例えば４００ＭＨｚ帯の第２中間周波Ｇｊ号が
得られる。チャンネル選局は、発振信号の周波数を変化
させることで行なわれる。
例えば１０３５〜１３３５ＭＨｚの第１中間周波信号が
供給され、この中間周波信号は中間周波増幅器（２）を
介してミキサ（３）に供給される。とのミキサ（３）に
は局部発振回路（４）より発振信号が供給され、その出
力側より例えば４００ＭＨｚ帯の第２中間周波Ｇｊ号が
得られる。チャンネル選局は、発振信号の周波数を変化
させることで行なわれる。
また、ミキサ（３）より得られる第２中間周波信号（以
下ＦＭ信号ＳＦＭという）は、通過帯域が例えば２７Ｍ
Ｈｚのバンドパスフィルタ（５）、アンプ（６）及びリ
ミッタ（７）の直列回路を介してＦＭａ調回路（８）に
供給される。そして、このＦＭ復調回路（８）より得ら
れるゆ調出力Ｓは映像信号処理部（９）及び音声信号復
調部（１０１に供給される。
下ＦＭ信号ＳＦＭという）は、通過帯域が例えば２７Ｍ
Ｈｚのバンドパスフィルタ（５）、アンプ（６）及びリ
ミッタ（７）の直列回路を介してＦＭａ調回路（８）に
供給される。そして、このＦＭ復調回路（８）より得ら
れるゆ調出力Ｓは映像信号処理部（９）及び音声信号復
調部（１０１に供給される。
映像信号処理部（９）は、プリエンファシスされた映像
信号をもとの波形に戻すデエンファシス回路、エネルギ
ー拡散信号除去回路及び映像増幅回路で構成され、これ
より映像信号Ｓ■が得られる。
信号をもとの波形に戻すデエンファシス回路、エネルギ
ー拡散信号除去回路及び映像増幅回路で構成され、これ
より映像信号Ｓ■が得られる。
一方、音声信号復調部（１０）は、復調出力Ｓかも音声
副搬送波を抽出し復調してＰＣＭ音声信号を得木４相Ｄ
ＰＳＫ復調回路、ＰＣＭ音声信号を復調しデジタル信号
から音声信号を取り出すｌ）ＣＭ復調回路で構成され、
これより左音声信号ＳＬ及び右音声信号ＳＲが得られる
。
副搬送波を抽出し復調してＰＣＭ音声信号を得木４相Ｄ
ＰＳＫ復調回路、ＰＣＭ音声信号を復調しデジタル信号
から音声信号を取り出すｌ）ＣＭ復調回路で構成され、
これより左音声信号ＳＬ及び右音声信号ＳＲが得られる
。
また第１図において、（１１１は安定化畦諒回路であり
、これより端子（１１にはＢＳコンバータの電源として
所定電圧、例えば＋１５Ｖが印加される。
、これより端子（１１にはＢＳコンバータの電源として
所定電圧、例えば＋１５Ｖが印加される。
この第１図に示すようなりＳチューナのＦＭ復調回路（
８）には、上述したように４００へ４Ｈｚ帯の高域で帯
域が２７ＭＨｚと広いＦＭ信号が供給される。従って、
このＦＭ復調回路（８）に使用されるＦＭ復調器として
は、高域で広帯域復調が可能で、しかも高感度のものが
望まれる。
８）には、上述したように４００へ４Ｈｚ帯の高域で帯
域が２７ＭＨｚと広いＦＭ信号が供給される。従って、
このＦＭ復調回路（８）に使用されるＦＭ復調器として
は、高域で広帯域復調が可能で、しかも高感度のものが
望まれる。
従来、ＦＭ復調器として、例えば２同調形、移相形、Ｐ
ＬＬ形が使用されている。
ＬＬ形が使用されている。
第２図は２同調形を示し、［３１及び（１４１は同一特
性を有する同調回路であり、夫々の同調回路０３）及び
Ｑ４１は入力端子（１２＋に供給されるＦＭ信号ＳＦＭ
の中心周波数に対して上下対称に離れた周波数に同調す
るようになされている。そして、これら同調回路（１３
１及び０４）の出力（ＡＭ検波出力）が夫々ダイオード
（１５１及び（１６）を介して減算器ａ力に供給され、
全体として８字特性を有するようになされている。従っ
て、この減算器Ｑ７１より導出された出力端子（１８１
には復調出力Ｓが得られる。
性を有する同調回路であり、夫々の同調回路０３）及び
Ｑ４１は入力端子（１２＋に供給されるＦＭ信号ＳＦＭ
の中心周波数に対して上下対称に離れた周波数に同調す
るようになされている。そして、これら同調回路（１３
１及び０４）の出力（ＡＭ検波出力）が夫々ダイオード
（１５１及び（１６）を介して減算器ａ力に供給され、
全体として８字特性を有するようになされている。従っ
て、この減算器Ｑ７１より導出された出力端子（１８１
には復調出力Ｓが得られる。
また、第３図は移相形を示し、（２０１は入力端子０１
に供給されるＦＭ信号ＳＦＭの周波数に対応した位相差
をもたせる移相回路、ｃ！１１は位相比較器である。
に供給されるＦＭ信号ＳＦＭの周波数に対応した位相差
をもたせる移相回路、ｃ！１１は位相比較器である。
ＦＭ信号ＳＦＭは直接及び移相回路（２０を介して位相
比較器シＤに供給される。従って、位相比較器（２１）
より導出された出力端子（２）には比較誤差出力、即ち
復調出力Ｓが得られる。
比較器シＤに供給される。従って、位相比較器（２１）
より導出された出力端子（２）には比較誤差出力、即ち
復調出力Ｓが得られる。
また、第４図はＰＬＬ形を示し、位相比較器シ４）、四
−パスフィルタ（２５）、電圧制御発振器ｃ＜６＋で構
成される。入力端子（２，３１に供給されるＦＭ信号Ｓ
ＦＭと電圧制御発振器２６＋の発振周波数が位相比較器
３４＋で比較され、これからの比較誤差信号がローパス
フィルタ０５）を通して電圧制御発振器１２１ｉ１に帰
還される。
−パスフィルタ（２５）、電圧制御発振器ｃ＜６＋で構
成される。入力端子（２，３１に供給されるＦＭ信号Ｓ
ＦＭと電圧制御発振器２６＋の発振周波数が位相比較器
３４＋で比較され、これからの比較誤差信号がローパス
フィルタ０５）を通して電圧制御発振器１２１ｉ１に帰
還される。
従って、ローパスフィルタ（２５）より導出された出力
端子（２１には復調出力Ｓが得られる。
端子（２１には復調出力Ｓが得られる。
これらのＦＭ復調器において、２同調形、移相形は、比
較的高域まで実現でき、広帯域復調が可能であるが、ス
レシホールドレベルＶｔｈを拡張できず、感度が良くな
い。即ち、第５図は２同調形、移相形におけるＣ／Ｎ
（ＦＭ信号とノイズの比）とＳ／Ｎ （後１１７１出力
とノイズの比）の関係を示したものであるが、スレシホ
ールドレベルＶｔｈが比較的高い所に存在する。
較的高域まで実現でき、広帯域復調が可能であるが、ス
レシホールドレベルＶｔｈを拡張できず、感度が良くな
い。即ち、第５図は２同調形、移相形におけるＣ／Ｎ
（ＦＭ信号とノイズの比）とＳ／Ｎ （後１１７１出力
とノイズの比）の関係を示したものであるが、スレシホ
ールドレベルＶｔｈが比較的高い所に存在する。
一方、ＰＬＬ形は、とのスレシホールドレベルＶｔｈを
拡張できるものである。しかも、高域（ＵＦ（Ｆ帯）で
広帯域復調が可能であるが、回路内に電圧制御発振器＋
２６１を含むため、余分な位相ジッタが増加し、残留Ｓ
／Ｎが劣下する。また、このＰＬＬ形の場合、その検波
特性は第６図Ａに示すようであり、同図Ｂに示すような
過変調なＦＭ信号ＳＦＭが入力されたとき、同図Ｃに示
すような復調出力Ｓが得られ、過変調部分でロックはず
れを起こし急激にφ特性が劣下する。因みに、衛星放送
の場合、伝送帯域幅に比べて周波数偏移が大きいため、
映像、音声の囃特性が他方式に比べ劣下する欠点がある
。
拡張できるものである。しかも、高域（ＵＦ（Ｆ帯）で
広帯域復調が可能であるが、回路内に電圧制御発振器＋
２６１を含むため、余分な位相ジッタが増加し、残留Ｓ
／Ｎが劣下する。また、このＰＬＬ形の場合、その検波
特性は第６図Ａに示すようであり、同図Ｂに示すような
過変調なＦＭ信号ＳＦＭが入力されたとき、同図Ｃに示
すような復調出力Ｓが得られ、過変調部分でロックはず
れを起こし急激にφ特性が劣下する。因みに、衛星放送
の場合、伝送帯域幅に比べて周波数偏移が大きいため、
映像、音声の囃特性が他方式に比べ劣下する欠点がある
。
ところで、ＦＭ９ｉ調器として、第７図に示すような移
相追尾形のものが提案されている。同図において、入力
端子（２８１に供給されるＦＭ信号ＳＦＭは９０移相器
シ９）及びリミッタ０（１）を介して位相比較器Ｃ３１
）に供給されると共にこのＦＡ４信号ＳＦＭはトラッキ
ングフィルタ（３４及びリミッタ（３：１を介して位相
比軟器（３１）に供給される。フィルタ国は単峰特性を
有する単同調回路で構成され、その同調周波数が変えら
れるようになされている。
相追尾形のものが提案されている。同図において、入力
端子（２８１に供給されるＦＭ信号ＳＦＭは９０移相器
シ９）及びリミッタ０（１）を介して位相比較器Ｃ３１
）に供給されると共にこのＦＡ４信号ＳＦＭはトラッキ
ングフィルタ（３４及びリミッタ（３：１を介して位相
比軟器（３１）に供給される。フィルタ国は単峰特性を
有する単同調回路で構成され、その同調周波数が変えら
れるようになされている。
また、位相比較器６０かもの比較誤差信号はローパスフ
ィルタ（３４）及びアンプ（３！ｉｔを介して出力端子
（３ｆ；＋に供給されると共に、アンプＬ（５）の出力
は上述したフィルタＣ３′、！ｌに制御電圧として供給
される。そして、フィルタＣ３２＋の同調周波数が入力
ＦＭ信号ＳＦＭの周波数と一致するように制御される。
ィルタ（３４）及びアンプ（３！ｉｔを介して出力端子
（３ｆ；＋に供給されると共に、アンプＬ（５）の出力
は上述したフィルタＣ３′、！ｌに制御電圧として供給
される。そして、フィルタＣ３２＋の同調周波数が入力
ＦＭ信号ＳＦＭの周波数と一致するように制御される。
フィルタＣ３２１の同調周波数がＦＭ信号ＳＦＭの周波
数と完全に一致したとき、このフィルタＧ４の通過出力
に位相差は生じない。しかし、制御遅延により完全には
一致せず、このフィルタ（３２１の、Ｊ＋過高出力はＦ
λ１信号ＳＦＭの周波数に応じた位相差が伺加される。
数と完全に一致したとき、このフィルタＧ４の通過出力
に位相差は生じない。しかし、制御遅延により完全には
一致せず、このフィルタ（３２１の、Ｊ＋過高出力はＦ
λ１信号ＳＦＭの周波数に応じた位相差が伺加される。
そのため、位相比較器（３１）からの比較誤差信号はＦ
Ｍ信号ＳＦＭに応じたものとなり、従って出力端子（３
６；には後Ｗ、Ｖ出力Ｓが得られる。
Ｍ信号ＳＦＭに応じたものとなり、従って出力端子（３
６；には後Ｗ、Ｖ出力Ｓが得られる。
この第７図例の場合、トラッキングフィルタ０２１の追
尾動作により広帯域復調が可能で、しかも、このトラッ
キングフィルタ（３′ｌｌによる帯域制限によりｆｉｌ
（ｆ、妨害波が制限されるのでスレシホールドレベル
Ｖｔｈの拡張された高感度のものを得ることができる。
尾動作により広帯域復調が可能で、しかも、このトラッ
キングフィルタ（３′ｌｌによる帯域制限によりｆｉｌ
（ｆ、妨害波が制限されるのでスレシホールドレベル
Ｖｔｈの拡張された高感度のものを得ることができる。
また、ＰＬＬ形（第４図参照）に比べ電圧制御発振器を
使用するものでな℃・ので、これの位相ジッタにより残
留Ｓ／Ｎが態化するおそれがない。さらに、この第７図
例のような位相追尾形の場合、その検波特性は第８図Ａ
に示すようであり、同図Ｂに示すような過変調なＦＭ信
号ＳＦＭが入力されるとき、同図Ｃに示すようなり調出
力Ｓが得られ、過変調部分ではクリップされた出力波形
となり、ＰＬＬ形に比べ、過変調信号でも、急激なφ特
性の劣下がない。
使用するものでな℃・ので、これの位相ジッタにより残
留Ｓ／Ｎが態化するおそれがない。さらに、この第７図
例のような位相追尾形の場合、その検波特性は第８図Ａ
に示すようであり、同図Ｂに示すような過変調なＦＭ信
号ＳＦＭが入力されるとき、同図Ｃに示すようなり調出
力Ｓが得られ、過変調部分ではクリップされた出力波形
となり、ＰＬＬ形に比べ、過変調信号でも、急激なφ特
性の劣下がない。
このように、第７藺例に示すような位相追尾形のものは
、φ特性の上で上述したＰ Ｌ Ｌ形に比べて優れてい
る。しかしながら、この位相追尾形のものは高域で選択
度特性の良好（ＱＪ″−許、い）なトラッキングフィル
タ０２）の実現が難しく、従来例えば１０ＭＨｚ以下の
帯域でのみ使用されており、例えば４００ＭＨｚ帯のも
のを必要とする上述したＢＳチューナのＦＭ復調回路（
８）には使用されていない。
、φ特性の上で上述したＰ Ｌ Ｌ形に比べて優れてい
る。しかしながら、この位相追尾形のものは高域で選択
度特性の良好（ＱＪ″−許、い）なトラッキングフィル
タ０２）の実現が難しく、従来例えば１０ＭＨｚ以下の
帯域でのみ使用されており、例えば４００ＭＨｚ帯のも
のを必要とする上述したＢＳチューナのＦＭ復調回路（
８）には使用されていない。
発明の目的
本発明はＸｌする点に鑑み、位相追亀形のものにおいて
、高域でも良好な特性が得られるようにしたものである
。
、高域でも良好な特性が得られるようにしたものである
。
発明の概要
本発明は上記目的を達成するため、ＦＭ信号がトランジ
スタ及び並列共振回路よりなるフィルタ並びに９０°移
相器を構成するコイルの直列回路を介して低入力インピ
ーダンスの位相比較器の一方の入力側に供給されると共
に上記ＦＭ信号が上記位相比較器の他方の入力側に供給
され、上記位相比較器の出力側より復調出力が得られる
と共Ｋ、この６！出力により上記並列共振回路の共振周
波数が制御されることを特徴とするものである。
スタ及び並列共振回路よりなるフィルタ並びに９０°移
相器を構成するコイルの直列回路を介して低入力インピ
ーダンスの位相比較器の一方の入力側に供給されると共
に上記ＦＭ信号が上記位相比較器の他方の入力側に供給
され、上記位相比較器の出力側より復調出力が得られる
と共Ｋ、この６！出力により上記並列共振回路の共振周
波数が制御されることを特徴とするものである。
従って、９０°移相器を構成するコイルがフィルタの出
力側に直列に接続されているので、ＦＭ信号が高域であ
るときフィルタから位相比較器側を見たインピーダンス
は高（なり、フィルタのＱを共振回路を構成するダンピ
ング抵抗のみで設定す−ることかでき、高域でも選択度
特性の良好なフィルタが実現される。従って、ＢＳチュ
ーナのＦＭ復調回路に使用して好適なものとなる。また
、フィルタと９０移相器とが直列に接続さね、これらを
一体的に構成することができるので、簡単な構成とする
ことかできる。
力側に直列に接続されているので、ＦＭ信号が高域であ
るときフィルタから位相比較器側を見たインピーダンス
は高（なり、フィルタのＱを共振回路を構成するダンピ
ング抵抗のみで設定す−ることかでき、高域でも選択度
特性の良好なフィルタが実現される。従って、ＢＳチュ
ーナのＦＭ復調回路に使用して好適なものとなる。また
、フィルタと９０移相器とが直列に接続さね、これらを
一体的に構成することができるので、簡単な構成とする
ことかできる。
実施例
以下、第９図を参照しながら本発明の一実施例について
説明しよう。
説明しよう。
同図において、入力端子Ｃ３７）に供給される例えば４
００Ｍｌ−１ｚ 帯のＦＭ信号ＳＦＭはリミッタ６８（
を介してトラッキングフィルタ（３！Ｊｌに供給される
。このフィルタ（３！４１は急峻な単峰特性を有する単
同調増幅回路で構成され、その同調周波数が変えられる
ようになされている。また、位相特性が同調周波数付近
で直線的に変化し帯域外では±９０で一定となるように
され、同調周波数が変ってもこの関係が保たれる。さら
にトラッキング特性として同調周波数対制御電圧特性が
直線的に変化し、制御感度の大きなものとされる。
００Ｍｌ−１ｚ 帯のＦＭ信号ＳＦＭはリミッタ６８（
を介してトラッキングフィルタ（３！Ｊｌに供給される
。このフィルタ（３！４１は急峻な単峰特性を有する単
同調増幅回路で構成され、その同調周波数が変えられる
ようになされている。また、位相特性が同調周波数付近
で直線的に変化し帯域外では±９０で一定となるように
され、同調周波数が変ってもこの関係が保たれる。さら
にトラッキング特性として同調周波数対制御電圧特性が
直線的に変化し、制御感度の大きなものとされる。
このフィルタ四の通過出力ＳＦＭは９０移相器（４ｔ１
位相比較器（４１）の一方の入力側に供給される。この
場合、位相比較器（４Ｉ）は高域で駆動を十分とするた
め低入力インピーダンスのものが使用される。
位相比較器（４１）の一方の入力側に供給される。この
場合、位相比較器（４Ｉ）は高域で駆動を十分とするた
め低入力インピーダンスのものが使用される。
また、リミッタＣ３８；を介されたＦＭ信号ＳＦＭは減
良器（４２）を介されて位相比較器（４Ｊ）の他方の入
力側に供給される。この場合、位相比較器（４１）の一
方の入力側に供給される信号ＳＦＭがＯｄＢのレベルで
あるとき、他方の入力側に供給されるＦＭ信号ＳＦＭの
レベルは例えば−２０ｄＢとされる。
良器（４２）を介されて位相比較器（４Ｊ）の他方の入
力側に供給される。この場合、位相比較器（４１）の一
方の入力側に供給される信号ＳＦＭがＯｄＢのレベルで
あるとき、他方の入力側に供給されるＦＭ信号ＳＦＭの
レベルは例えば−２０ｄＢとされる。
また、位相比較器（４１）からの比較誤差信号はロ−バ
スフィルタｆ４３１． Ｉ）Ｃアンプ゛（伺）及びバッ
ファアンプ（４５）を介して出力端子（４６）に供給さ
れる。
スフィルタｆ４３１． Ｉ）Ｃアンプ゛（伺）及びバッ
ファアンプ（４５）を介して出力端子（４６）に供給さ
れる。
また、Ｉ）Ｃアンプ（４４）の出力はバッファアンプ（
４７）を介して上述したフィルタ開に制御箱、圧■ｃと
して供給される。そして、フィルタＣｄ！１１の同調周
波数がＦＭ信号ＳＦＭの周波数と一致するように制御さ
れる。この場合、同調周波数がＦＭ （Ｑ号ＳＦＭの周
波数と完全に一致するとき、このフィルタ即の通過出力
ＳＦＭに位相差は生じない。しかし、制御遅延により完
全には一致ぜ１、このフィルタ６９ｊの適湿出力ＳＦＭ
にはＦＭ （Ｆ１号ＳＦＭの周波数に応じた位相差が伺
加される。そのため、位相比較器（４１ｊがもの比較誤
差信号はＦＭ ４Ｍ号ＳＦＭに応じたものとなり、従っ
て、出力端子（４１ｉ１にはイリ調出力Ｓが得られる。
４７）を介して上述したフィルタ開に制御箱、圧■ｃと
して供給される。そして、フィルタＣｄ！１１の同調周
波数がＦＭ信号ＳＦＭの周波数と一致するように制御さ
れる。この場合、同調周波数がＦＭ （Ｑ号ＳＦＭの周
波数と完全に一致するとき、このフィルタ即の通過出力
ＳＦＭに位相差は生じない。しかし、制御遅延により完
全には一致ぜ１、このフィルタ６９ｊの適湿出力ＳＦＭ
にはＦＭ （Ｆ１号ＳＦＭの周波数に応じた位相差が伺
加される。そのため、位相比較器（４１ｊがもの比較誤
差信号はＦＭ ４Ｍ号ＳＦＭに応じたものとなり、従っ
て、出力端子（４１ｉ１にはイリ調出力Ｓが得られる。
本例において、トラッキングフィルタ（３！ｉｌ、９０
位相器（４１１及び位相比較器（４１）は、第１０図に
示すように構成される。この第１０図において第９図と
対応する部分には同−杓号をイマ」シて示している。
位相器（４１１及び位相比較器（４１）は、第１０図に
示すように構成される。この第１０図において第９図と
対応する部分には同−杓号をイマ」シて示している。
同図に示すように、フィルタ６９）は、ｎ’ｐｎ形トラ
ンジスタ（４８）と並列共振回路（佃よりなる単同調増
幅回路でオＩ１１゛成され、端子（’１ｌｌ）よりトラ
ンジスタ（４８）のベースにリミッタｃ（８）を介され
たＦＭ信号ＳＦＭが供給される。また、並列共振回路（
４！ｉはコイル（５１〕、抵抗器ｃ）２１及びコンデン
サ６３１（コンデンサ（５３ａ）、 （５３ｄ ）、可
変容量ダイオード（５３ｂ）、（５３ｃ） ）で構成さ
れる。
ンジスタ（４８）と並列共振回路（佃よりなる単同調増
幅回路でオＩ１１゛成され、端子（’１ｌｌ）よりトラ
ンジスタ（４８）のベースにリミッタｃ（８）を介され
たＦＭ信号ＳＦＭが供給される。また、並列共振回路（
４！ｉはコイル（５１〕、抵抗器ｃ）２１及びコンデン
サ６３１（コンデンサ（５３ａ）、 （５３ｄ ）、可
変容量ダイオード（５３ｂ）、（５３ｃ） ）で構成さ
れる。
そして、端子６４１よりｏ、変各匍ダイオード（５３ｂ
）及び（５３ｃ）のアノードにバッファアンプ（４７）
を介された制御電圧■ｃが供給され、可変容鯖ダイオー
ド（５３１））、（５３ｃ）の容量が変えられることで
共振回路（４！１１の共像周波数が変えられ、上述した
ようにフィルタＧ（９１の同調周波数がＦＭ信号ｓＦ・
Ｍの周波数と一致するように変えられる。
）及び（５３ｃ）のアノードにバッファアンプ（４７）
を介された制御電圧■ｃが供給され、可変容鯖ダイオー
ド（５３１））、（５３ｃ）の容量が変えられることで
共振回路（４！１１の共像周波数が変えられ、上述した
ようにフィルタＧ（９１の同調周波数がＦＭ信号ｓＦ・
Ｍの周波数と一致するように変えられる。
また、６１））は９０移相器［４１１１を構成するコイ
ルであり、フィルタ（３：Ｖの通過出力ＳＦＭはこのコ
イルｃｉ５１を通過して位相比較器（４υの一方の入力
側に供給される。一方、この移相比較器（４１）の他方
の入力側には端子０６１より減衰器（４２１を介された
ＦＭ信号が供給される。そして、端子（５７ａ）及び（
５７Ｌ＋）間に比較誤差信号が倒もねる。
ルであり、フィルタ（３：Ｖの通過出力ＳＦＭはこのコ
イルｃｉ５１を通過して位相比較器（４υの一方の入力
側に供給される。一方、この移相比較器（４１）の他方
の入力側には端子０６１より減衰器（４２１を介された
ＦＭ信号が供給される。そして、端子（５７ａ）及び（
５７Ｌ＋）間に比較誤差信号が倒もねる。
第１１図は、この第１０図におけるトラッキングフィル
タ（３！１１、移相器１１＋）及び位相比較器（４１）
部分の等価回路を示すものであり、Ｒは抵抗器（５２）
の抵抗器、Ｌ１ハコイルのＤのインダクタンス、Ｃはコ
ンチンｔ ５：４１の容量、Ｌ２はコイル（５５）のイ
ンダクタンス、Ｒｏはコイル５５フから位相比較器（伺
）側を見たインピーダンスである。
タ（３！１１、移相器１１＋）及び位相比較器（４１）
部分の等価回路を示すものであり、Ｒは抵抗器（５２）
の抵抗器、Ｌ１ハコイルのＤのインダクタンス、Ｃはコ
ンチンｔ ５：４１の容量、Ｌ２はコイル（５５）のイ
ンダクタンス、Ｒｏはコイル５５フから位相比較器（伺
）側を見たインピーダンスである。
この等価回路より、伝達関数は、
・・・・・・・・（］）
で与えられる。これより同調周波数（ｌＪＯは、次式で
与えられる。
与えられる。
（１，１式及び（２）式より、フィルタ（３特が同調し
ているとなり、回訓周波数で入力′〔ニ流ｉｓ （ＳＦ
Ｍ）に対してわかる。
ているとなり、回訓周波数で入力′〔ニ流ｉｓ （ＳＦ
Ｍ）に対してわかる。
本例においては、上述したように位相比較器（４１）の
入力インピーダンスは低い（例えばＲｏ＝５００）が、
例えば４００■１ｚもの高域ではコイル州のインピーダ
ンスが高（（Ｌ２は例えば３００ｎＨ）なり、フィルタ
Ｇ！＋＋から位相比較器（４１）側をみたインピーダン
スは高くなる。従って、フィルタｃ３９１のＱ１即ちフ
ィルタ艶の選択度特性は共振回路（４９１のダンピング
抵抗（５４のみで設定することができる。
入力インピーダンスは低い（例えばＲｏ＝５００）が、
例えば４００■１ｚもの高域ではコイル州のインピーダ
ンスが高（（Ｌ２は例えば３００ｎＨ）なり、フィルタ
Ｇ！＋＋から位相比較器（４１）側をみたインピーダン
スは高くなる。従って、フィルタｃ３９１のＱ１即ちフ
ィルタ艶の選択度特性は共振回路（４９１のダンピング
抵抗（５４のみで設定することができる。
このように本例によれば、トラッキングフィルタ（３９
）の選択度特性を共振回路（４９）のダンピング抵抗（
５２１のみで設定することができ、高域においても選択
度特性の良好なフィルタが実用５される。
）の選択度特性を共振回路（４９）のダンピング抵抗（
５２１のみで設定することができ、高域においても選択
度特性の良好なフィルタが実用５される。
尚、本例は基本的に第７図に示す移相追尾形と同じであ
るから、第７図例と同様の作用効果が得られることは勿
論である。
るから、第７図例と同様の作用効果が得られることは勿
論である。
従って、本例のＦＭ後調器はＢＳチューナのＦＭ復調回
路に使用して好適なものとなる。また、本例によればフ
ィルタ供と９０ｕ移相器（４（貝が直列に接続されるも
のであるから、これらを一体重に構成することができ、
簡単な構成とすることができる。
路に使用して好適なものとなる。また、本例によればフ
ィルタ供と９０ｕ移相器（４（貝が直列に接続されるも
のであるから、これらを一体重に構成することができ、
簡単な構成とすることができる。
尚、第１２図は受信Ｃ／Ｎと音声ビット誤り率との関係
を示したものであり、同図において、曲線ａは２同調形
、曲線すはＰＬＬ形、そして曲線Ｃは本例におけるもの
で、本例はＰＬＬ形のものに比べて音声ビット誤り率が
小さい。
を示したものであり、同図において、曲線ａは２同調形
、曲線すはＰＬＬ形、そして曲線Ｃは本例におけるもの
で、本例はＰＬＬ形のものに比べて音声ビット誤り率が
小さい。
発明の効果
以上述べた本発明によれば、トラッキングフィルタの通
過出力が９０移相器を構成するコイルを介して位相比較
器に供給されるので、ＦＭ変変信信号高域であるときフ
ィルタから位相比較器側を見たインピーダンスは畠くな
り、高域で駆動を十分とするため位相比較器の入力イン
ピーダンスが低くされているがこの低入力インピータン
スはフィルタの共振回路に裟響せず、フィルタＱをダン
ピング抵抗のみで設定でき、高域においても選択度特性
の良いフィルタが実現される。従って、本発明によるＦ
Ｍ復調器は上述したＢＳチューナのＦＭ復物回路に使用
して好適である。また、フィルタと９♂移相器を直列に
接続するものであり、これらを一体重に構成することが
でき、簡単な構成とすることができる。
過出力が９０移相器を構成するコイルを介して位相比較
器に供給されるので、ＦＭ変変信信号高域であるときフ
ィルタから位相比較器側を見たインピーダンスは畠くな
り、高域で駆動を十分とするため位相比較器の入力イン
ピーダンスが低くされているがこの低入力インピータン
スはフィルタの共振回路に裟響せず、フィルタＱをダン
ピング抵抗のみで設定でき、高域においても選択度特性
の良いフィルタが実現される。従って、本発明によるＦ
Ｍ復調器は上述したＢＳチューナのＦＭ復物回路に使用
して好適である。また、フィルタと９♂移相器を直列に
接続するものであり、これらを一体重に構成することが
でき、簡単な構成とすることができる。
第１図はＢＳチューナの構成図、第２図〜第８図は夫々
従来のＦＭ復調器の説明のための図、第９図は本発明の
一実施例を示す構成図、第１０図はその要部の具体回路
図、第１１図はその等価回路、第１２図は一実施例の説
明のだめの図である。 ０７）は入力端子、（３９１はトラッキングフィルタ、
（４０＋は９０移相器、（４１）は位相比較器、１（ｉ
ｆは出力厨Ｉ１１子、（４９）は並列共振回路、（５５
）はコイルである。 代理人 伊藤 貞 同 松 隈 秀 盛 第７図
従来のＦＭ復調器の説明のための図、第９図は本発明の
一実施例を示す構成図、第１０図はその要部の具体回路
図、第１１図はその等価回路、第１２図は一実施例の説
明のだめの図である。 ０７）は入力端子、（３９１はトラッキングフィルタ、
（４０＋は９０移相器、（４１）は位相比較器、１（ｉ
ｆは出力厨Ｉ１１子、（４９）は並列共振回路、（５５
）はコイルである。 代理人 伊藤 貞 同 松 隈 秀 盛 第７図
Claims (1)
- ＦＭ信号がトランジスタ及び並列共振回路よりなるフィ
ルタ並びに９０移相器を構成するコイルの直列回路を介
して低入力インピーダンスの位相比較器の一方の入力側
に供給されると共に上記ＦＭ４Ｎ号が上記位相比較器の
他方の入力１ｔ！ＩＫ供給され、上記位相比較器の出力
側より復調出力が得られると共に、この復調出力により
上記並列共振回路の共振周波数が制御されることを特徴
とするＦＭ復調器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3194884A JPH0618292B2 (ja) | 1984-02-21 | 1984-02-21 | Ｆｍ復調器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3194884A JPH0618292B2 (ja) | 1984-02-21 | 1984-02-21 | Ｆｍ復調器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS60176310A true JPS60176310A (ja) | 1985-09-10 |
| JPH0618292B2 JPH0618292B2 (ja) | 1994-03-09 |
Family
ID=12345182
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3194884A Expired - Lifetime JPH0618292B2 (ja) | 1984-02-21 | 1984-02-21 | Ｆｍ復調器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0618292B2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS62296607A (ja) * | 1986-06-17 | 1987-12-23 | Zen Nippon Tv Service Kk | トラツキングフイルタ形低スレツシヨ−ルドｆｍ復調器 |
| JPS63232507A (ja) * | 1987-03-19 | 1988-09-28 | Fujitsu Ltd | 無線受信方式 |
-
1984
- 1984-02-21 JP JP3194884A patent/JPH0618292B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS62296607A (ja) * | 1986-06-17 | 1987-12-23 | Zen Nippon Tv Service Kk | トラツキングフイルタ形低スレツシヨ−ルドｆｍ復調器 |
| JPS63232507A (ja) * | 1987-03-19 | 1988-09-28 | Fujitsu Ltd | 無線受信方式 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0618292B2 (ja) | 1994-03-09 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |