JPH0618292B2

JPH0618292B2 - Ｆｍ復調器

Info

Publication number: JPH0618292B2
Application number: JP3194884A
Authority: JP
Inventors: 保夫長田; 忍鶴丸; 嗣雄山本
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1984-02-21
Filing date: 1984-02-21
Publication date: 1994-03-09
Anticipated expiration: 2009-03-09
Also published as: JPS60176310A

Description

【発明の詳細な説明】産業上の利用分野本発明は、例えば衛星放送用ＳＨＦ受信機のＦＭ復調回
路に使用して好適なＦＭ復調器に関する。

背景技術とその問題点周知のようにＳＨＦ受信機において、ＢＳチユーナは、
ＢＳコンバータからの第１中間周波信号の中から希望の
チヤンネルを選局して、映像・音声信号を復調、再生す
る働きをする。このＢＳチユーナは例えば第１図に示す
ように構成されている。

同図において、入力端子(1)にはＢＳコンバータから例
えば1035〜1335MHzの第１中間周波信号が供給され、こ
の中間周波信号は中間周波増幅器(2)を介してミキサ(3)
に供給される。このミキサ(3)には局部発振回路(4)より
発振信号が供給され、その出力側より例えば400MHz帯の
第２中間周波信号が得られる。チヤンネル選局は、発振
信号の周波数を変化させることで行なわれる。

また、ミキサ(3)より得られる第２中間周波信号（以下
ＦＭ信号Ｓ_ＦＭという）は、通過帯域が例えば27MHzの
バンドパスフイルタ(5)、アンプ(6)及びリミツタ(7)の
直列回路を介してＦＭ復調回路(8)に供給される。そし
て、このＦＭ復調回路(8)より得られる復調出力Ｓは映
像信号処理部(9)及び音声信号復調部(10)に供給され
る。

映像信号処理部(9)は、プリエンフアシスされた映像信
号をもとの波形に戻すデエンフアシス回路、エネルギー
拡散信号除去回路及び映像増幅回路で構成され、これよ
り映像信号Ｓ_Ｖが得られる。

一方、音声信号復調部(10)は、復調出力Ｓから音声副搬
送波を抽出し復調してＰＣＭ音声信号を得る４相ＤＰＳ
Ｋ復調回路、ＰＣＭ音声信号を復調しデジタル信号から
音声信号を取り出すＰＣＭ復調回路で構成され、これよ
り左音声信号Ｓ_L及び右音声信号Ｓ_Rが得られる。

また第１図において、(11)は安定化電源回路であり、こ
れにより端子(1)にはＢＳコンバータの電源として所定
電圧、例えば＋15Ｖが印加される。

この第１図に示すようなＢＳチユーナのＦＭ復調回路
(8)には、上述したように400MHz帯の高域で帯域が27MHz
と広いＦＭ信号が供給される。従つて、このＦＭ復調回
路(8)に使用されるＦＭ復調器としては、高域で広帯域
復調が可能で、しかも高感度のものが望まれる。

従来、ＦＭ復調器として、例えば２同調形、移相形、Ｐ
ＬＬ形が使用されている。

第２図は２同調形を示し、(13)及び(14)は同一特性を有
する同調回路であり、夫々の同調回路(13)及び(14)は入
力端子(12)に供給されるＦＭ信号Ｓ_FMの中心周波数に対
して上下対称に離れた周波数に同調するようになされて
いる。そして、これら同調回路(13)及び(14)の出力（Ａ
Ｍ検波出力）が夫々ダイオード(15)及び(16)を介して減
算器(17)に供給され、全体としてＳ字特性を有するよう
になされている。従つて、この減算器(17)より導出され
た出力端子(18)には復調出力Ｓが得られる。

また、第３図は移相形を示し、(20)は入力端子(19)に供
給されるＦＭ信号Ｓ_FMの周波数に対応した位相差をもた
せる移相回路、(21)は位相比較器である。ＦＭ信号Ｓ_FM
は直接及び移相回路(20)を介して位相比較器(21)に供給
される。従つて、位相比較器(21)より導出された出力端
子(22)には比較誤差出力、即ち復調出力Ｓが得られる。

また、第４図はＰＬＬ形を示し、位相比較器(24)、ロー
パスフイルタ(25)、電圧制御発振器(26)で構成される。
入力端子(23)に供給されるＦＭ信号Ｓ_FMと電圧制御発振
器(26)の発振周波数が位相比較器(24)で比較され、これ
からの比較誤差信号がローパスフイルタ(25)を通して電
圧制御発振器(26)に帰還される。従つて、ローパスフイ
ルタ(25)より導出された出力端子(27)には復調出力Ｓが
得られる。

これらのＦＭ復調器において、２同調形、移相形は、比
較的高域まで実現でき、広帯域復調が可能であるが、ス
レシホールドレベルＶ_thを拡張できず、感度が良くな
い。即ち、第５図は２同調形、移相形におけるＣ/Ｎ
（ＦＭ信号とノイズの比）とＳ/Ｎ（復調出力とノイズ
の比）の関係を示したものであるが、スレシホールドレ
ベルV_thが比較的高い所に存在する。

一方、ＰＬＬ形は、このスレシホールドレベルＶ_thを拡
張できるものである。しかも、高域（ＵＨＦ帯）で広帯
域復調が可能であるが、回路内に電圧制御発振器(26)を
含むため、余分な位相ジツタが増加し、残留Ｓ/Ｎが劣
化する。また、このＰＬＬ形の場合、その検波特性は第
６図Ａに示すようであり、同図Ｂに示すような過変調な
ＦＭ信号Ｓ_FMが入力されたとき、同図Ｃに示すような復
調出力Ｓが得られ、過変調部分でロツクはずれを起こし
急激に歪特性が劣化する。因みに、衛星放送の場合、伝
送帯域幅に比べて周波数偏移が大きいため、映像、音声
の歪特性が他方式に比べ劣化する欠点がある。

ところで、ＦＭ復調器として、第７図に示すような移相
追尾形のものが提案されている。同図において、入力端
子(28)に供給されるＦＭ信号Ｓ_FMは90゜移相器(29)及び
リミツタ(30)を介して位相比較器(31)に供給されると共
にこのＦＭ信号Ｓ_FMはトラツキングフイルタ(32)及びリ
ミツタ(33)を介して位相比較器(31)に供給される。フイ
ルタ(32)は単峰特性を有する単同調回路で構成され、そ
の同調周波数が変えられるようになされている。

また、位相比較器(31)からの比較誤差信号はローパスフ
イルタ(34)及びアンプ(35)を介して出力端子(36)に供給
されると共に、アンプ(35)の出力は上述したフイルタ(3
2)に制御電圧として供給される。そして、フイルタ(32)
の同調周波数が入力ＦＭ信号Ｓ_FMの周波数と一致するよ
うに制御される。フイルタ(32)の同調周波数がＦＭ信号
Ｓ_FMの周波数と完全に一致したとき、このフイルタ(32)
の通過出力に位相差は生じない。しかし、制御遅延によ
り完全には一致せず、このフイルタ(32)の通過出力には
ＦＭ信号Ｓ_FMの周波数に応じた位相差が付加される。そ
のため、位相比較器(31)からの比較誤差信号はＦＭ信号
Ｓ_FMに応じたものとなり、従つて出力端子(36)には復調
出力Ｓが得られる。

この第７図例の場合、トラツキングフイルタ(32)の追尾
動作により広帯域復調が可能で、しかも、このトラツキ
ングフイルタ(32)による帯域制限により雑音、妨害波が
制限されるのでスレシホールドレベルＶ_thの拡張された
高感度のものを得ることができる。また、ＰＬＬ形（第
４図参照）に比べ電圧制御発振器を使用するものでない
ので、これの位相ジツタにより残留Ｓ／Ｎが悪化するお
それがない。さらに、この第７図例のような位相追尾形
の場合、その検波特性は第８図Ａに示すようであり、同
図Ｂに示すような過変調なＦＭ信号Ｓ_FMが入力されると
き、同図Ｃに示すような復調出力Ｓが得られ、過変調部
分ではクリツプされた出力波形となり、ＰＬＬ形に比
べ、過変調信号でも、急激な歪特性の劣下がない。

このように、第７図例に示すような位相追尾形のもの
は、歪特性の上で上述したＰＬＬ形に比べて優れてい
る。しかしながら、この位相追尾形のものは高域で選択
度特性の良好（Ｑが高い）なトラツキングフイルタ(32)
の実現が難しく、従来例えば10MHz以下の帯域でのみ使
用されており、例えば400MHz帯のものを必要とする上述
したＢＳチユーナのＦＭ復調回路(8)には使用されてい
ない。

発明の目的本発明は斯る点に鑑み、位相追尾形のものにおいて、高
域でも良好な特定が得られるようにしたものである。

発明の概要本発明は上記目的を達成するため、ＦＭ信号がトランジ
スタ及び並列共振回路よりなるフイルタ並びに90゜移相
器を構成するコイルの直列回路を介して低入力インピー
ダンスの位相比較器の一方の入力側に供給されると共に
上記ＦＭ信号が上記位相比較器の他方の入力側に供給さ
れ、上記位相比較器の出力側より復調出力が得られると
共に、この復調出力により上記並列共振回路の共振周波
数が制御されることを特徴とするもので、特に90゜移相
器を構成するコイルをトランジスタのコレクタに直接接
続するようにしたものである。

従つて、90゜移相器を構成するコイルがフイルタの出力
側に直列に接続されているので、ＦＭ信号が高域である
ときフイルタから位相比較器側を見たインピーダンスは
高くなり、フイルタのＱを共振回路を構成するダンピン
グ抵抗のみで設定することができ、高域でも選択度特性
の良好なフイルタが実現される。従つて、ＢＳチユーナ
のＦＭ復調回路に使用して好適なものとなる。また、フ
イルタと90゜移相器とが直列に接続され、フィルタと90
゜移相器との間に結合回路を介在させる必要がなく、簡
単な構成とすることができる。

実施例以下、第９図を参照しながら本発明の一実施例について
説明しよう。

同図において、入力端子(37)に供給される例えば400MHz
帯のＦＭ信号Ｓ_FMはリミツタ(38)を介してトラツキング
フイルタ(39)に供給される。このフイルタ(39)は急峻な
単峰特性を有する単同調増幅回路で構成され、その同調
周波数が変えられるようになされている。また、位相特
性が同調周波数付近で直線的に変化し帯域外では±90゜
で一定となるようにされ、同調周波数が変つてもこの関
係が保たれる。さらにトラツキング特性として同調周波
数対制御電圧特性が直線的に変化し、制御感度の大きな
ものとされる。

このフイルタ(39)の通過出力Ｓ_FM′は90゜移相器(40)に
供給され、これより90゜移相された信号Ｓ_FM″が位相比
較器(41)の一方の入力側に供給される。この場合、位相
比較器(41)は高域で駆動を十分とするため低入力インピ
ーダンスのものが使用される。

また、リミツタ(38)を介されたＦＭ信号Ｓ_ＦＭは減衰器
(42)を介されて位相比較器(41)の他方の入力側に供給さ
れる。この場合、位相比較器(41)の一方の入力側に供給
される信号Ｓ_FM″が０dBのレベルであるとき、他方の入
力側に供給されるＦＭ信号Ｓ_FMのレベルは例えば−20dB
とされる。

また、位相比較器(41)からの比較誤差信号はローパスフ
イルタ(43)、ＤＣアンプ(44)及びバツフアアンプ(45)を
介して出力端子(46)に供給される。

また、ＤＣアンプ(44)の出力はバツフアアンプ(47)を介
して上述したフイルタ(39)に制御電圧Ｖ_Cとして供給さ
れる。そして、フイルタ(39)の同調周波数がＦＭ信号Ｓ
_FMの周波数と一致するように制御される。この場合、同
調周波数がＦＭ信号Ｓ_FMの周波数と完全に一致すると
き、このフイルタ(39)の通過出力Ｓ_FM′に位相差は生じ
ない。しかし、制御遅延により完全には一致せず、この
フイルタ(39)の通過出力Ｓ_FM′にはＦＭ信号Ｓ_FMの周波
数に応じた位相差が付加される。そのため、位相比較器
(41)からの比較誤差信号はＦＭ信号Ｓ_FMに応じたものと
なり、従つて、出力端子(46)には復調出力Ｓが得られ
る。

本例において、トラツキングフイルタ(39)、90゜位相器
(40)及び位相比較器(41)は、第10図に示すように構成さ
れる。この第10図において第９図と対応する部分には同
一符号を付して示している。

同図に示すように、フイルタ(39)は、npn形トランジス
タ(48)と並列共振回路(49)よりなる単同調増幅回路で構
成され、端子(50)よりトランジスタ(48)のベースにリミ
ツタ(38)を介されたＦＭ信号Ｓ_FMが供給される。また、
並列共振回路(49)はコイル(51)、抵抗器(52)及びコンデ
ンサ(53)｛コンデンサ(53a),(53d)、可変容量ダイオー
ド(53b),(53c)｝で構成される。そして、端子(54)より
可変容量ダイオード(53b)及び(53c)のアノードにバツフ
アアンプ(47)を介された制御電圧Ｖ_Cが供給され、可変
容量ダイオード(53b),(53c)の容量が変えられることで
共振回路(49)の共振周波数が変えられ、上述したように
フイルタ(39)の同調周波数がＦＭ信号Ｓ_FMの周波数と一
致するように変えられる。

また、(55)は90゜移相器(40)を構成するコイルであり、
フイルタ(39)の通過出力Ｓ_FM′はこのコイル(55)を通過
して位相比較器(41)の一方の入力側に供給される。一
方、この移相比較器(41)の他方の入力側には端子(56)よ
り減衰器(42)を介されたＦＭ信号が供給される。そし
て、端子(57a)及び(57b)間に比較誤差信号が得られる。

第11図は、この第10図におけるトラツキングフイルタ(3
9)、移相器(40)及び位相比較器(41)部分の等価回路を示
すものであり、Ｒは抵抗器(52)の抵抗値、Ｌ₁はコイル
(51)のインダクタンス、Ｃはコンデンサ(53)の容量、Ｌ
₂はコイル(55)のインダクタンス、Ｒ₀はコイル(55)から
位相比較器(41)側を見たインピーダンスである。

この等価回路より、伝達関数は、で与えられる。これより同調周波数ω₀は、次式で与え
られる。

(1)式及び(2)式より、フイルタ(39)が同調している周波
数での伝達関数は、となり、同調周波数で入力電流i_s(Ｓ_FM）に対して出力
電流i₂(Ｓ_FM″)には90゜の位相差が生じることがわか
る。

本例においては、上述したように位相比較器(41)の入力
インピーダンスは低い（例えばＲ₀＝50Ω）が、例えば4
00MHzもの高域ではコイル(55)のインピーダンスが高く
（Ｌ₂は例えば300nH）なり、フイルタ(39)から位相比較
器(41)側をみたインピーダンスは高くなる。従つて、フ
イルタ(39)のＱ、即ちフイルタ(39)の選択度特性は共振
回路(49)のダンピング抵抗(52)のみで設定することがで
きる。

このように本例によれば、トラツキングフイルタ(39)の
選択度特性を共振回路(49)のダンピング抵抗(52)のみで
設定することができ、高域においても選択度特性の良好
なフイルタが実現される。

尚、本例は基本的に第７図に示す移相追尾形と同じであ
るから、第７図例と同様の作用効果が得られることは勿
論である。

従つて、本例のＦＭ復調器はＢＳチユーナのＦＭ復調回
路に使用して好適なものとなる。また、本例によればフ
イルタ(39)と90゜移相器(40)とが直列に接続されるもの
であるから、これらを一体的に構成することができ、簡
単な構成とすることができる。

尚、第12図は受信Ｃ/Ｎと音声ビツト誤り率との関係を
示したものであり、同図において、曲線ａは２同調形、
曲線ｂはＰＬＬ形、そして曲線ｃは本例におけるもの
で、本例はＰＬＬ形のものに比べて音声ビツト誤り率が
小さい。

発明の効果以上述べた本発明によれば、トラツキングフイルタの通
過出力が90゜移相器を構成するコイルを介して位相比較
器に供給されるので、ＦＭ変調信号が高域であるときフ
イルタから位相比較器側を見たインピーダンスは高くな
り、高域で駆動を十分とするため位相比較器の入力イン
ピーダンスが低くされているがこの低入力インピーダン
スはフイルタの共振回路に影響せず、フイルタＱをダン
ピング抵抗のみで設定でき、高域においても選択度特性
の良いフイルタが実現される。従つて、本発明によるＦ
Ｍ復調器は上述したＢＳチユーナのＦＭ復調回路に使用
して好適である。また、フイルタと90゜移相器を直列に
接続するものであり、フィルタと90゜移相器との間に結
合回路を介在させる必要がなく、簡単な構成とすること
ができる。

【図面の簡単な説明】

第１図はＢＳチユーナの構成図、第２図〜第８図は夫々
従来のＦＭ復調器の説明のための図、第９図は本発明の
一実施例を示す構成図、第10図はその要部の具体回路
図、第11図はその等価回路、第12図は一実施例の説明の
ための図である。 (37)は入力端子、(39)はトラツキングフイルタ、(40)は
90゜移相器、(41)は位相比較器、(46)は出力端子、(49)
は並列共振回路、(55)はコイルである。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】ＦＭ信号を、トランジスタ及びこのトラン
ジスタのコレクタに接続されコイルと可変容量ダイオー
ドとを有する並列共振回路よりなるフィルタと、上記ト
ランジスタのコレクタに接続された90゜移相器を構成す
るコイルとの直列回路を介して低入力インピーダンスの
位相比較器の一方の入力側に供給すると共に、上記ＦＭ
信号を上記位相比較器の他方の入力側に供給し、上記位相比較の出力側より復調出力を得ると共に、この
復調出力により上記可変容量ダイオードの容量を制御し
て、上記並列共振回路の共振周波数を制御することを特
徴とするＦＭ復調器。