JPS6018018B2 - 距離測定装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は距離測定菱直に関する。

ＭＬＳ（Ｍｉｃｒｏｗａｖｅいｎｄｉｎ簿ｙｓ【ｅｍ：
マイクロ波着陸譲導装置）用等の距離測定装置（ＤＭＥ
，ＤｊｓｔａｍｅＭｅａｓｕｒｊｎｇＥｑｕｉｐｍｅｎ
ｔ）では、一般に距離測定を要求する側ィンタロゲータ
（例えば航空機）からパルス波形で変調した電波を送出
し、相手側（例えば地上局）のトランスポンダでこれを
受信し、一定時間遅らせた後整形したパルスを再び送出
する。

距離測定を要求する側（航空機）では、この送信してか
ら受信するまでのパルスのおくれ時間を測定することに
よりその間の距離を求めるという方法が用いられている
。そしてこのようなＤＭＥで国際的に標準として使用さ
れているパルス波形は疑似ガゥシャン波形である。ガゥ
シヤン波形は、そのスベクトラムもまたガウシャン波形
になるという性質（すなわち時間軸上のガウシャン波形
をフーリエ変換したものは周波数軸上でもガウシャン波
形であるという性質）があるため、他のパルス波形に〈
らべて比較的狭い帯域内にそのスベクトラムを集中する
ことができるというすぶれた点を有しているが、これを
用いて正確なタイミング（パルス位置）を決定しようと
すると以下に述べるような問題が生ずる。一般に上記パ
ルス位瞳の決定は第愚図に示すようにこの波形のピーク
電圧をＡとするとＡノ２をスレシホールド電圧に選び、
受信信号の立ち上り波形がこのスレシホールド蟹圧を越
える時点を測定して行なわれる。

現在国際的に定義使用されているＤＭＥ用のパルス波形
は第２図に示すように１０％値から９０％までの立ち上
り時間は２．５仏Ｓ（基準値）「また５０％値における
波形の中は３．５±０．５＆Ｓのガウシャン波形である
。

しかしながら、このガゥシャン波形は「そのタイミング
を測定するのに使用される５０％値の部分において、そ
の煩斜が比較的ゆるやかなため、例えば何らかの理由で
前記スレシホールド蝿圧が変化すると「上記タイミング
の時間軸方向のヅレが大きくなり、そのため大きな距離
誤差を与えることになる。

とくに測定する距離が０〜２０側Ｍ（海里）程度までの
範囲ｔ受信レベルにすると６は旧以上のダイナミックな
しベル変動のある条件の下では正確な１′２振中点の検
出が困難であり、また雑音等の影響も受け易い。また、
前述の１′２辰中のタイミング検出点は波形の立ち上り
から約１．２５山Ｓおくれた点にあるため電波伝播路に
おける反射波の影響を受け易い。

すなわち、主波に対してそのおくれが１．２５ムＳ（距
離にして約３７５の）以内の反射波は、すべて主波の前
記タイミング検出点に重なり「その点の電圧に影響を与
えるので、前述のように波形のタイミング検出点の額斜
の緩やかなことと相まって「比較的大きな距離測定の誤
差を生ずる。これらの欠点も、距離精度を厳格に要求さ
れない従来の航路測定用としての目的に対しては要求性
能を満足するが、高い測定精度が要求される将来の全天
候着陸援助装置としての要求精度を満足させることは不
可能である。これらの欠点を軽減すべく鮫近以下に述べ
るような提案が為されている。

すなわち、その１つは、スレシホールド電圧の変化に起
因するパルスのタイミング検出のヅレを防止するための
手段として提案された遅延比較（戊ｌａｙａｎｄＣｏｍ
ｐａｒｅ：以後ＤＡＣと略す）という方法である。

これは第３図に示すように検波した受信波を２つに分け
てトー方を減衰器に通してある一定量だけ減衰させ（Ａ
倍にするＡ＜１）「もう一方を遅延回賂を通してある一
定鷺（Ｄｓｅｃ）だけ遅延させた後に比較回路を用いて
両者の差をとる（後者から前者を引く）と比較回路の出
力は第亀図に示すように両波形の交点において急峻に０
レベルを横ぎる波形となる。この０レベルを横ぎる時点
をパルスのタイミング点として用いるとｔ このタイミ
ング点はパルスの形状だけで定まゆれレスの振中の大き
さには無関係となる。従って、使用する波形に応じて前
述のＡおよびＤの値を適当に選定しもその波形の最も適
当な検出点を指定することにより前述のようなスレシホ
ールド電圧の変動に伴う誤差を大中に改善することがで
きる。しかし以上に説明したＤＡＣを用いても「 入力
滋音や、前述の電波伝播勝における反射波の影響は「Ｄ
ＡＣの入力波形そのものの変化として現われてしまうの
で「 これらの影響を免れるわけにはゆかない。

そこで提案されたのが〜使用するパルス波形を前述のガ
ウシャン波形よりももっと距離測定に適した波形にする
という方法である。

この目的のために提案されている波形として「第５図に
示す“ｃｏｓ−ｃｏｓ２’〇波形がある。これはその立
ち上がり部分の波形としてコサィン関数（ｃｏｓ（一９
０ｏ）からＣＯＳ（ｏｏ）までを使用）を用い、その立
ち下り部分の波形としてコサィン２乗関数（ｃｏｓ２（
ｏｏ）からｃｏｓ２（９０ｏ）まで）を用いるものであ
る。この立ち上り部分のコサィン波形の周期と、立ち下
り部分のコサィン２案波形の周期とを適当に選ぶことに
よって、前記国際規格に適合する波形を得ている。この
波形はその立ち上り付近が略直線であるため、前述のＤ
ＡＣによる波形のタイミング検出点をその立ち上り点近
くに選ぶことによって蟹波伝播路の反射波の影響による
誤差の少ない高精度の距離測定パルスとして用いること
ができる。しかし「 この波形は、最初の立ち上り′点
においてその１次綾斜に不連続点を有している（波形の
第１階導関数が波形の立ち上り点で０から有限の値にジ
ャンプする）のでそれだけキャリャ周波数から離れた周
波数におけるスベクトラムの減衰度を劣化させる、つま
りスベクトラムの拡散を大きくするという欠点を有して
いる。

そこで次に提案されたのが上述の“ｃｏｓ−ｃｏｓ２”
波形のかわりに“ｃｏｓ２一ｃｏｓ２”波形を用いる方
法である。

これは“ｃｏｓ−ｃｏｓ２”波形の立ち上り部分を前述
のコサィン（ＣＯＳ）関数からコサイン２案関数（ｃｏ
ｓ２（一９０ｏ）からｃｏｓ２（ｏｏ）までを使用する
）におきかえたものである。これも前記“ｃｏｓ−ｃｏ
ｓ飢波形と同様に立ち上り部分のコサィン２秦関数の周
期と、立ち下り部分のコサィン２乗関数の周期とを適当
に選ぶことによって前記国際規格に適合するパルス波形
を得ている。この波形は前述の立ち上り点における１次
後斜の不連続がないために、キャリヤ周波数から離れた
周波数におけるスベクトラムの減衰が大きくなるが、一
方ＤＡＣにより波形のタイミング検出点にすべき立ち上
り後斜の技も急峻な点（立ち上り波形の変曲点）が波形
の５０％値において生ずるため、立ち上り始めの点より
その検出点までの時間が長くなり、これは前述したよう
にそれだけ電波伝播路における反射波の影饗を受け易く
するという欠点を有している。本発明の目的は従来の距
離測定装置のこのような欠点を除去した高精度の距離測
定装置を提供することにある。

・本発明の距離測定装置はインタロゲータから、少なく
とも一方のパルスの包絡形状の前縁部が、前記パルスの
ピーク値の半値位直よりも前に変曲点を有し且つ立上り
部の一次鏡斜が連続な特定形状である一対の質問パルス
が送出され、トランスポンダでは受信系で受信した前記
質問パルスのうち前記特定形状を有するパルスのタイミ
ング位暦を検出した後、このタイミング位置から所定時
間遅れて少なくとも一方のパルスの包絡形状の前縁部が
前記特定形状である一対の応答パルスを送出し、前記ィ
ンタロゲータが受信系で受信した前記応答パルスのうち
前記特定形状を有するパルスのタイミング位贋を検出し
た後、前記質問パルス送出時から前記応答パルス受信時
迄の時間を前記タイミング位贋から計測することにより
前記インタロゲータとトランスボンダ間の距離を測定す
る礎成をとる。次に図面を参照して本発明の実施例を詳
細に説明する。

本発明では上述したように“ｃｏｓ−ｃｏｓ２”パルス
波形及び“ｃｏｓ２一ｃｏｓ２’’パルス波形のもつ欠
点を軽減し、両者の長所を併せもつ新規なパルス波形を
距離測定菱鷹に適用している。すなわちパルス波形の前
緑部における立上り煩斜の最も急峻な点（変曲点）が上
記パルスのピーク値の半値部よりも時間的に前に位直し
、且つそのパルス波形の立上り部の一次債斜が連続であ
るような波形（以下ＤＡＴＥ（Ｄａｍｐｅｄ Ｔｒａｍ
ｉｅｎｔ Ｅｄｇｅ）ーガウシャン波形と称する）を用
いている。尚、通常距離測定菱膚（ＤＭＥ）には一定間
隔（１２，３０あるいは３６〃Ｓ）をもつ対パルスが用
いられ、その第１パルスが距離測定の時点を決定するの
に使われる。

第２パルスは受信したパルスが正しい距離測定用のパル
スか否かを識別するために使用されるので、この第２パ
ルスは必らずしもＤＡＴＥガウシヤンパルスを用いる必
要はなく、従来の疑似ガウシャン波形を用いて極力スベ
クトラムの拡がりを抑えることが望ましい。本発明によ
る距離測定装置の一実施例を第６図に示す。

図において、１はＤＡＴＥーガウシャン波形及び第２パ
ルスとして従来の疑似ガウシャン波形を用いるときはこ
の疑似ガウシャン波形をも発生するパルス発生部を示し
、時間制御部２からの送信タイミング信号により指定さ
れた時点毎に上記パルスを出力する。パルス発生部から
発生された送信パルスは変調部３においてキャリャを直
線振中変調し、それを電力増中部４において電力増中し
て、ダィプレクサ５を介して空中線６より相手側にむけ
て送出する。

相手側（トランスポンダー側）においては第７図に示す
ように空中線１６より受信した電波をダイブレクサ１５
を介して、ブリセレクタ１７に導き、ここで受信帯の選
択と周波数変換を行ない、さらに中間周波増中部１８に
より必要なチャンネルの受信波だけを選択し、検波部１
９で受信波形の直線検波を行ない、その包縦線を取り出
０し、さらにＤＡＣ部２０で第３図および第４図で説明
した方法により受信波の第１パルスのパルスタイミング
を決定する。そしてこのタイミングを基準として制御部
２２においてそれより一定時間（一般に５０マイクロセ
カンド）おくれた再送用／ぐルス（応答パルス）のタイ
ミングを作りそれを第６図で説明したのと同様な構成を
もつ送信系２１に送って前述と同様な方法で再送用パル
スを発生し、それを空間に再放射する。最初の距離測定
を要求した側においてはこの再放射された信号を第７図
で説明した受信側と同様な構成を有する受信系７で前述
と同機にして受信第１パルスの受信タイミングを求める
。この受信タイミングを前記時間制御部２において前記
送信タイミングと比較することによって距離を測定する
。また第３図の回路のかわりに入力波を２つに分け、そ
の一方は直接比較器の一方の入力に加え、もう一方は前
記遅延回路と、さらに増中器を通してから前記比較器の
もう一方の入力に加えるという構成でも、第３図、第４
図を用いて説明したのと全く同様にＤＡＣ作用を行なわ
せることができる。

なおこの場合雑音により交点が変動することを考慮する
と、なるべく両波形の直線部分を交点にえらび、変動が
生じた場合の誤差を一方向に片よらないようにする方が
誤差が少なくなることは明らかであろう。上述したＤＡ
ＴＥーガウシャン波形を発生する回路としてはコンデン
サ、コイル及び抵抗を用いてアナログ信号を直接発生す
る回路と、適当なサンプリング時点毎に計算した所望の
パルス波形のサンプル値をデジタル的に高速読み出しで
きるメモリ（例えばリードオンリメモリ、ＲＯＭ）に書
き込んでおき、この書き込まれた情報を必要なサンプリ
ングレートで読み出した後、Ｄ／Ａ変換器を通してアナ
ログ信号に変換し、更にこのアナログ信号を前記サンプ
リング周波数の１／ａ〆下の帯城をもつ低域炉波器に通
すことにより所望のパルス波形を得る回路が考えられる
。

前者の回路例を第８図に示す。

第８図においてＣはコンデンサ、Ｒ，，Ｒ２は抵抗、Ｌ
，Ｌはコイル、Ｅ，，Ｅ２は直流電源、Ｓは切替スイッ
チを示す。今初期条件としてＣの電荷を０として（すな
わちＰ点の出力電圧を０として）ｔ＝０の時点でスイッ
チＳをＬ，側の接点と接続したとすると点Ｐの出力電圧
ＶＲ（Ｔ）は一般にＶＲ（Ｔ）白Ｅ・〔１−１妻手苧言
宰ＦＥＸｐ（１−１‐Ｖ菱−４Ｆ Ｔ）十１言者葦毒害
ＦＥＸＰ（−１十Ｙ１寿４ＦＴ）〕・‐‐【１）で表わ
される。

ここでＴはＣＲ，で基準化された時間（すなわちＴ＝ｔ
／ＣＲ，）またＦ＝Ｌ，／ＣＲ，２である。この式は前
記Ｆの値が１／４より大きくなると複素数を含んだ式に
なるが結果のＶＲ（Ｔ）は常に実数である。

参考のためにこれを複素数を含まない式で表わすと以下
のようになる。（ｉ）０＜Ｆ＜１／４の範囲では ｛１｝式と同じ。

（下の値をこの範囲に制限した式を以後（１′）式とし
て前記‘１）式と区別することにする）（ｉｉ〕Ｆ＝１
／４で ＶＲ（Ｔ）＝Ｅ，〔１−（１十幻） ＥＸＰ（一２Ｔ）〕・・・〔２１ Ｇｉｉ） Ｆ＞１／４の範囲で 十ＶＲ（Ｔ）＝Ｅ，〔１‐ ｛ｃ。

ｓ（Ｙ４蒙【Ｉ Ｔ）Ｙ司王；Ｓｉｎ（〉４Ｆが中１Ｔ
）｝ＥＸＰ（才ＬＴ）〕…‘３丁複素数を含んだ前記‘
１｝式は、上述の後素数を含まない表現式の（１′）式
、【２１式および‘３｝式を包含しているものと考える
ことができる。

さて、こうして与えられるＶＲ（Ｔ）は一般にＴ＝０で
０レベルから立ち上るが、ＶＲ（Ｔ）の値が、Ｆの値で
定まる最初のピーク値になるか、−あるいはピーク値に
非常に接近した値をとった時点で、スイッチＳをＬ，側
から−側に切り替える。

例えばいま、Ｒ２の影響を無視できる程度に小さく選ん
だとすると、出力点Ｐにおける電圧はスイッチがセ側に
切り替えられた時点をｔ′＝０として、近似的にｖ′Ｆ
（ｔ′）予（州ＯＳ元売帯） ．・側で与えられる電圧
波形を生ずる（ここに使用したれょ前記Ｔのように基準
化した時間ではない）そこでＥ２を適当に選ぶことによ
り、前記立ち上り波形と連続的に接続し、かつソフトに
０レベルに接するようにする（０レベルになる点で第１
階の微係数が０になるようにする）ことができる。

こうして立ち下り波形が０レベルに下った時点でスイッ
チＳをし側から切り離す。上述のような方法で単峰のパ
ルス波形を作ることができるが、こうして得られた波形
をＤＡＴＥ−ガウシャン波形と定義する。

この波形の立ち上り部分（前緑）は前記（１｝式のＶＲ
（Ｔ）なる関数で表わすことができる。第９図はこうし
て定義されるＤＡＴＥ−ガウシャン波形とそのスベクト
ラムの代表的な一例を示す図である。また第１０図は上
記波形の立ち上り点近傍の詳細を示す図である。このＤ
ＡＴＥーガウシャン波形は‘１）式のＦを、Ｆ＝１０／
１１２とした立ち上り前緑を有する波形であり、ＣＲ，
＝（１１２／２６０）〃Ｓ、すなわち、Ｔ＝（２６０／
１１２）ｔとして、機軸を実時間ｔ（単位ムＳ）で表わ
すと、立ち上り前縁は下記のような実時間ｔの関数とな
る。

ＶＲ（ｔ）＝１一等虫ＸＰ（−奪ｔ） ザＸｐ（一豊ｔ） 第１０図より明らかなように、この波形は、立ち上り点
において、立ち上り鏡斜０のソフトな立ち上りを有し、
波形のピーク値の約１５％の点においてその頃斜が技大
になる変曲点を有している。

なお参考のために第１１図にはこれと同じ立ち上りの傾
斜を有する“ｃｏｓ−ｃｏｓ２’１パルス波形とそのス
ベクトラムを示す図を掲げる。また第１表にこれらの波
形のスベクトラムのキヤリャから±０．８ＭＨＺ、およ
び士２ＭＨＺにおける０．９ＭＨＺバンド中で測つたス
ベクトラムのキヤリャ周波数におけるそれに対する減衰
度を表わす表を示す。この表で明らかなようにこの例に
おいては±０．８ＭＨ２におけるスベクトラムはＤＡＴ
Ｅ−ガウシヤン波形が同じ立ち上り煩斜をもつ“ＣＯＳ
一ＣＯＳ２”波形に対して父旧という顕著な改善をする
ことを示している。第１表 こうして得られるＤＡＴＥーガウシャン波形は次のよう
に優れた性質を有する。

この波形は本質的にその立ち上り点がソフトである。

すなわちこのＤＡＴＥーガウシャン波形の立ち上り点の
１階微分はＦ＞０の任意のＦに対して〔ｄ群ｈ〕Ｔ＝。
＝。となる。

したがって立ち上り点の１次額斜は連続であって、前述
の“ｃｏｓ−ｃｏｓ２’’にみられるような不連続はな
い。このことはスベクトラムの拡がりを抑制する上に好
ましい効果をもたらす。また、このＤＡＴＥーガウシヤ
ン波形はその立ち上り煩斜の最も急峻な点（立ち上り波
形の変曲点）を波形のほぼ５０％未満の任意の点に自由
に選ぶことができる。すなわち、前述のＦの値を０に近
ずけると波形の変曲点‘ま０レベルに近づき、またＦの
値を大きくすると変曲点は５０％値に近づく。なお参考
として前記‘１｝式で与えられる波形が非振動過渡波形
から減衰振動過渡波形にうつる境目のＦ＝１／４の場合
（前記‘２｝式で表わされる場合）における変曲点を求
めるとそれは約２６％となる。すなわち、変曲点をほぼ
２６％以下に選んだ場合にはＤＡＴＥーガウシャン波形
は非振動過渡波形の（〇式で表わされる立ち上りをもつ
ことになる。前述のようにＤＡＣ方式を用いて受信波形
のタイミングを検出する場合、その検出点を波形の立ち
上りの技も急峻な部分（立ち上り波形の変曲点）に選ぶ
のが最も好ましく、しかも前述の電波伝幡上の反射の影
響を考えると、このタイミング検出部ま立ち上りになる
べく近い点が望ましい。前述の“ｃｏｓ２−ｃｏｓ２”
波形ではこの変曲点が５０％値に固定していたのに対し
て、ＤＡＴＥ−ガウシャン波形では、その変曲点を、上
にのべたように、５０％未満の任意の値に設定すること
が可能である。そこで波形の変曲点を立ち上り点近くに
設定し、前記ＤＡＣによるタイミング検出点をこの変曲
点付近に選べば、前述の電波伝幡路における反射波の影
響を大いに軽減することが可能となる。以上詳述したよ
うに、ＤＡＴＥーガウシヤン波形は高精度距離測定用パ
ルスとしてのすぐれた多くの点を保有しているが、これ
はまた現在広く採用されているガウシャンパルスを用い
た距離測定装置に対してもコンパチブルとすることがで
きる。

すなわち、その５０％値の中を現在の規格値に合せるこ
とにより、従来の装鷹の伝送帯城を通して従来必要とさ
れている精度を充分確保することができると共に、その
スベクトラムの拡がりが他チャンネルに与える雑音も規
格値以下に抑えることができる。なお従来の装置におい
ては、ＤＭＥシステムのチャンネルセパレーションがＩ
ＭＨＺであるため、隣接チャンネルからの干渉妨害信号
を排除するのに比較的狭い帯域の受信系を使用している
が、本発明においては第１２図に示すように狭帯城の受
信系３０のほかに広帯域の受信系３１を別に設け隣接チ
ャンネルの妨害を除く必要のある場合、あるいは広帯域
受信系では雑音により検出できないような遠距離測定に
対しては狭帯城の受信系３０を用い、着陸援助装置とし
て使用する等隣接チャンネルの防書が少なく高精度を必
要とする場合には「前記広帯域受信系３１に切り替えて
、高精度を必要とする距離内で、立ち上りの急峻なＤＡ
ＴＥーガゥシャン波形のもつ特徴をフルに発揮した高精
度距離測定を行なうという構成をとることもできる。以
上述べたように本発明による距離測定装置を用いること
により、従来の菱贋とコンパチブルでしかも母波伝幡に
おける反射波の影響が少ない高精度の距離測定を可能に
するという効果がある。

図面の肺単な説明 第１図は疑似ガゥシャンパルスを用いてタイミングを測
定する場合の説明図、第２図は現在国際的に定義使用さ
れているＤＭＥ（距離測定菱直）用のパルス波形を示す
図、第３図は遅延比較回路（ＤＡＣ）の構成を示す図、
第４図はＤＡＣを用いて波形のタイミングを求める場合
の前記比較回路の出力を説明する図、第５図は“ｃｏｓ
−ｃｏｓ２’’波形を説明する図、第６図は本発明の距
離測定装贋の距離測定を要求する側の一実施例を示すブ
ロック図、第７図は本発明の距離測定装鷹のトランスポ
ンダー側の一実施例を示すブロック図、第８図はＤＡＴ
Ｅ−ガウシャン波形を発生させる回路を示す図、第９図
はＤＡＴＥ−ガゥシャン波形の１つの計算例を示す図、
第１０図は前記ＤＡＴＥーガウシャン波形の立ち上り点
近傍の詳細を示す図、第１１図は“ｃｏｓ−ｃｏｓ２”
波形の１つの計算例を示す図および第１２図は本発明の
距離測定袋贋の受信部の一実施例を示すブロック図であ
る。

第６図、第７図および第１２図において、１…・・・Ｄ
ＡＴＥ−ガウシヤン波形発生部、２・・・・・・時間制
御部、３・・・・・・変調部、４・・…電力増中部、５
・・・・・・ダイブレクサ、６・・・・・・空中線、７
・・・・・・受信系、１５……トランスポンダ側ダイブ
レクサ、１６……トランスポンダ側空中線、１７・・・
・・・トランスポンダ側プリセレクタ、１８……トラン
スポンダ側中間周波増中部、１９・・・・・・トランス
ポンダ側検波部、２０…・・・トランスボンダ側ＤＡＣ
部、２１・・・…トランスポンダ側送信系、２２・・・
・・・トランスポンダ側制御部、３０〜…狭帯域受信系
、３１・・・…広帯域受信系。

多３図 そ／肉 多２図 多 ４．図 群、く図 傘．６ 図 鰭７はｌ 菱８図 柊ク図 券／／図 ＊′２趣 多め図

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ インタロゲータから、少なくとも一方のパルスの包
   絡形状の前縁部が、前記パルスのピーク値の半値位置よ
   りも前に変曲点を有し且つ立上り部の一次傾斜が連続な
   特定形状である一対の質問パルスが送出され、トランス
   ポンダでは受信系で受信した前記質問パルスのうち前記
   特定形状を有するパルスのタイミング位置を検出した後
   、このタイミング位置から所定時間遅れて少なくとも一
   方のパルスの包絡形状の前縁部が前記特定形状である一
   対の応答パルスを送出し、前記インタロゲータが受信系
   で受信した前記応答パルスのうち前記特定形状を有する
   パルスのタイミング位置を検出した後、前記質問パルス
   送出時から前記応答パルス受信迄の時間を前記タイミン
   グ位置から計測することにより前記インタロゲータとト
   ランスポンダ間の距離を測定することを特徴とする距離
   測定装置。 ２ 特許請求の範囲第１項において、前記質問パルス及
   び応答パルスの前記特定形状がＥ及びＦを正数とし、Ｔ
   を時間とすると、Ｅ〔１−（１＋√（１−４Ｆ））／（
   ２√（１−４Ｆ））ＥＸＰ（−（１−√（１−４Ｆ））
   ／（２Ｆ）Ｔ）＋（１−√（１−４Ｆ））／（２√（１
   −４Ｆ））ＥＸＰ（−（１＋√（１−４Ｆ））／（２Ｆ
   ）Ｔ）〕で近似される形状であることを特徴とする距離
   測定装置。 ３ 特許請求の範囲第１項において、前記インタロゲー
   タとトランスポンダの受信系が選択的に切替使用できる
   広帯域受信系と狭帯域受信系から成ることを特徴とする
   距離測定装置。 ４ 特許請求の範囲第１項において、前記インタロゲー
   タとトランスポンダにおけるパルスのタイミング位置を
   検出する手段が、受信パルスを２分割し、一方を所定時
   間遅延させ、他方を所定量だけ減衰した後、前記遅延出
   力と減衰出力のうちの一方から他方を減算し、この減算
   出力のうち前記特定形状部の変曲点近傍位置をタイミン
   グ位置とする手段であることを特徴とする距離測定装置
   。