JPS60180478A

JPS60180478A - インバ−タ装置

Info

Publication number: JPS60180478A
Application number: JP59035288A
Authority: JP
Inventors: Yukinobu Nakamura; 行延中村
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 1984-02-28
Filing date: 1984-02-28
Publication date: 1985-09-14

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】〔発明の技術分野〕この発明は、力率一定で稼動される誘導加熱装置用のイ
ンバータ装置に関するものである。

〔従来技術〕

従来この種の高周波用インバータ装置として第１図に示
すものがあった。図において、１は直流電源装置、２は
電流平滑用の直流リアクトル、３〜６はスイッチング用
のサイリスタ素子、７は加熱コイルの整合コンデンサ、
８は被加熱材を加熱する加熱コイル、９〜１２は上記サ
イリスタ素子の突入電流抑制用の可飽和リアクトル、１
３はサイリスクの逆電圧時間検出用のトランス、１４は
インバータ装置の出力電圧検出用のトランス、１５〜１
７は電圧レベル比較回路（以下コン・くレータと呼ぶ）
、１８は周波数−電圧変換器（以下、Ｆ−Ｙ変換器と呼
ぶ）、１９は可変抵抗器、２０．２１は論理的ＡＮＤ（
アンド）素子、２２は論理的ＯＲ（オア）素子、２３は
積分器、２４は入力室−圧に比例した周波数のパルス列
の信号を発生する電圧制御発振器、２５は入力Ｔ端子に
ノくルス信号が入るたびに出力Ｑ、Ｑの論理レベルを反
転させるフリップフロップ、２６は前記サイリスク素子
４．５０点弧用回路、２７は前記サイリスタ素子３．６
０点弧用回路である。

従来の高周波用インバータ装置は上記のように構成され
、通常の運転状態では、第１図の各部の動作チャートは
第２図のようになる。第２図を用いて従来のインバータ
装置の動作を説明する。第１図のインバータ装置の出力
電圧、すなわち整合コンデンサ７と加熱コイル８による
並列回路の両端の電圧は第２図（ａ）に示すように正弦
波となる。

第１図のサイリスタ３，６並びにサイリスタ４゜５は夫
々対でスイッチング動作する。いまサイリスタ３，６が
導通ビている状態において、第２図の時刻ｔ、でサイリ
スタ４，５を導通させたとする。

この時サイリスタ３，６が全て導通した状態となシ、整
合コンデンサ７の電圧である第２図（ａ）に示す電圧が
サイリスク３，６に夫々逆電圧として印、加され、サイ
リスタ３，６ρ孟消弧する。全てのサイリスタ３〜６が
導通中の期間は転流期間と呼ばれ、上記転流期間中はト
ランス１３の一次側（１３ａ）が短絡されるので零電圧
となり、第２図（ｂ）に示すようにトランス１３の検出
電圧波形は転流期間Ｔｕは零となる。また、第２図（ｂ
）に示される期間’ｌｌ’ｏｐｐはサイリスタに逆電圧
がかかつている期間であり、この逆電圧期間Ｔｏｐｐが
一定時間以上確保されないとインバータ装置が転流失敗
を起こすことは周知の事実である。次にサイリスク４．
５が導通中において第２図の時刻ｔ、にてサイリスタ３
，６を導通させると前記と同様の現象が起こる。従って
、トランス１３によって検出される電圧は第２図（ｂ）
に示すように転流期間Ｔｕにおいて電圧が零の波形とな
る。上記トランス１３によって検出された電圧波形はコ
ンパレータ１５によって正電圧のみの論理レベルの信号
（第２図（ｄ）　）　、またコンノくレーク１６によっ
て負電圧のみの論理レベルの信号（第２図（ｅ））に夫
々変換される。上記コンパレータ１５の出力信号（第２
図（ｄ））はサイリスタ４゜５の点弧信号であるフリッ
プフロップ２５０出力Ｑの信号（第２図（ｈ））Ｔ′Ａ
ＮＤ素子２０によって論理積がとられ、またコンパレー
タ１６の出力信号（第２図（ｅ））はサイリスタ３．６
０点弧信号であるフリップフロッグ２５の出力Ｑの信号
（第２図（ｉ））とＡＮＤ素子２１によって論理積がと
られる。上記ＡＮＤ素子２０．２１の信号をＯＲ素子２
２によって論理和をとると、第２図（ｆ）に示す波形と
なる。ＯＲ素子２２の出力信号は逆電圧期間ＴＯＦＦの
みをとシだした信号である。一方、インノ（−夕装置の
出力電圧はトランス１４によって検出され（第２図（ａ
）　）　、コンパレータ１７によって第２図（Ｃ）に示
すように論理レベルに信号変換される。

さらに周波数−電圧変換器１８によって、インバータ装
置の出力周波数に比例した電圧信号に変換され、可変抵
抗器１９により降圧される。上記０几素子２２の出力信
号および上記可変抵抗器１９よすの信号は第１図に示す
ように積分器２３に両信号の差分て人力される。上記積
分器の出力電圧に比例した周波数のパルス列が電圧制御
発振器２４によって発生しく第２図（ｇ））、上記のパ
ルス信号・。

がフリップフロップ２５の入力端子Ｔに入力され論理レ
ベルは第２図（ｈ）、（ｉ）に示すように反転する。

上記出力Ｑ、Ｑの信号はサイリスタの点弧用ケート回路
２６．２７によって増幅され、サイリスタを交互にスイ
ッチングさせている。ここで、次に記す動作によってサ
イリスタの逆電圧期間ＴＯＦＦが一定に保たれる。上記
可変抵抗器１９の信号はインバータの出力周波数ｆに比
例した大きさを持つからその信号の電圧はに−ｆで表わ
される（ｋは走舵）１、一方、上記ＯＲ素子２２の出力
信号は第２図（ｆ）に示すようにインバータの出力電圧
波形の半周期の内、逆電圧期間ＴＯＦＦだけ正の電圧値
を持つから、上記出力信号の平均電圧はかＴｏＦＦ／Ｔ
となる（ｔは定数）。ここでＴ−エエの関係式によシ、
前記ＯＲ素子２２の出力信号の平均電圧は２・Ｌ　−Ｔ
ｏｐｐ　−ｆと表わされる。ここで、インバータの出力
周波数ｆは電圧制御発振器２４によって決定され、すな
わち積分器２３の出力電圧信号がインバータの出力周波
数ｆを決定させている。積分器２３の入力信号の差が零
でない場合は、積分器２３が入力信号を積分して出力電
圧を増大、または減少させることによシインバータの出
力周波数ｆを変え、積分器２３の入力信号の差が零すな
わち可変抵抗器１９の信号の電圧に−ｆとＯＲ素子２２
の出力信号の平均電圧２・ｔ・１°ＯＦＦ　−ｆが等し
しくなるようなインバータの出力周波数ｆが決められる
。すなわち、＃記の２つの信号電圧に−ｆと２・ｔ　−
ＴＯＦＦ　−ｆの値が等しくなるように制御される。こ
こでに、ｔは定数であるから、サイリスタの逆電圧時間
ＴＯＦＦ　が一定になるように出力周波数ｆが制御され
ることになる。また、逆電圧期間ＴＯＦＦを所望の値に
設定したい場合には、可変抵抗器１９を調整することに
よって前記の定数にの値を変えてｉ’ａｒｐを変えるこ
とができる。このような制御方式によシサイリスクの逆
電圧時間は、常に一定時間が確保されることになり、イ
ンバータ装置は転流失敗することなく運転される。

従来のインバータ装置は以上のように構成されているの
で、進み力率により運転しなければならず、結果的に必
要皮相電力の増大、及びコンデンサの大容量化、そして
電圧検出トランス数量の増加が必要で、装置全体のコス
ト増大になる欠点があり、かつ共振周波数が短時間に変
動する場合にはサイリスタ素子の逆電圧時間が確保され
ず転流失敗に至るなど欠点があった。

〔発明の概要〕

この発明は上記のような従来のインバータ装置ヒ（の欠
点を除去するためになされたもので、スイッチング素子
に自己消弧型を用い、任意の力率で運転できるインバー
タ装置を提供することを目的としている。

〔発明の実施例〕

以下、この発明の一実施例を第３図に基づいて説明する
。図中、１，２，７，８，１４．２３〜２５は第２図の
同一符号のものと同様の構成要素を示す。３ｂ〜６ｂは
逆変換部を構成するスイッチング用のトランジスタ素子
、４５は変流器、４６は上記変流器４５の電流信号を電
圧信号に変換する変換器（例えば抵抗器のみでも構成さ
れる）。

３１．３２はコンパレータ、３３．３４は論理的反転素
子、３５〜４０は論理的ＡＮＤ素子、４１゜４２は論理
的ＯＲ素子、４３は一１倍のゲインを有する反転増幅器
、４４は可変抵抗等による力率設定器、２６ａｌｄｍＪ
記トランジスタの素子４ｂ。

５ｂを導通させるためのベース駆動回路、２７ａは前記
トランジスタ素子３ｂ、６’ｂを導通させるためのベー
ス駆動回路、４７．４８は単安定マルチバイブレータ、
４９．５０は論理的反転素子である。

この発明の実施例は上記の構成からなるもので、次にｔ
４４４図に示すインバータ装置での運転中の動作図を用
いて本発明の動作説明を行なう。まず本発明のインバー
タ装置は電流形インバータとみなすことができ、その出
力電圧波形は第４１伸）に示す正弦波、及び第４図中）
に示す台形波となる。上記波形は第２図で示した従来装
置と同様に、上記出力電圧と電流の位相差がインバータ
装置の運転力率を決定し、第４図は進み力率の場合を示
している。前記各出力電圧波形はトランス１４によって
検出されたのちコンパレータ３１で整形され、第４図（
Ｃ）に示すように論理回路レベルの矩形波が出力される
（第２の電圧レベル比較回路）。一方出力電流波形は変
流器４５によって検出され、その変換器４６によって電
圧レベルに変換され、コンパレータ３２によって第４図
（ｄ）に示すように論理回路レベルの矩形波が出力され
る（第１の電圧レベル比較回路）。第３図の点線で囲ま
れた検出回路ＩＡの部分が上記出力電圧と出力電流の位
相差を検出する回路である。次に、反転素子３４゜３３
はそれぞれコンパレータ３１，３２の出力信号を反転す
ることによって夫々第４図（Ｃ）、（ｄ）の波形を１８
０°ずらせた波形が得られる。反転素子３３の出力信号
とコンパレータ３１の出力信号とをＡＮＤ素子３５によ
って論理積をとると第４図（ｅ）に示すように、出力電
圧と出力電流の位相差に応じた時間幅を持つパルス列の
内、出力電圧が正の期間についてのみ現れる。一方、反
転素子３４ノ出力信号とコンパレータ３２の出力信号と
をＡＮＤ素子３６によって論理積をとると第４図（ｆ）
に示すように、上記のパルス列の内、出力電圧が正の期
間についてのみ現れる。ここでトランジスタ素子３〜１
６がスイッチングする時点、すなわち導通素子が切換わ
る時点は、出力電流が反対方向に流れようとする時点で
あるから第４図に示すＳｌ、Ｓｌ　＋　Ｊ　＋　Ｓ４で
ある。この時点で導通素子が切換わっても出力電流が完
全に反転するまでは時間を要するので、その波形は第２
図（ｂ）に示すように台形波になっている。上記トラン
ジスタ素子３〜６に対するベース信号は第２図（ｋ）、
（４）に示すように時点Ｓ、−Ｓ、で切換わる信号であ
るので、７リツプフロツプ２５の出力Ｑ信号（第４図（
ト）））゛よたはＱ信号（第４図（４）は第４図（ｅ）
、　ｔｌ）（Ｄパルス列ヨり少し進んだ波形となる。こ
こで、進み力率と遅れ力率の判断を行なうため、単安定
マルチバイブレータ４７．４８を設けて発生するパルス
の時間幅をインバータ装置の出力周期の半分、すなわち
上記Ｑ、Ｑ信号の時間幅の約半分に選定しておく。

上記Ｑ信号を単安定マルチバイブレータ４７に通すと第
４図に）に示す波形となり、また上記Ｑ信号を単安定マ
ルチバイブレータ４８に通すと第４図（ｎ）に示す波形
となる。ここで本発明装置における進み力率運転時、す
なわち第４図のような動作チャートの場合について説明
する。まず、ＡＮＤ素子３５の出力信号（第４図（ｅ）
）と単安定マルチバイブレータ４７の出力信号（第４図
−）とをＡＮＤ素子３７により論理積をとシ、ＡＮＤ素
子３６の出力信号（第４図（ｆ））と単安定マルチバイ
ブレータ４８の出力信号（第４図（ｈ））をＡＮＤ素子
３８で論理積をとる。その結果、上記ＡＮＤ素子３７の
出力に第４図（ｇ）に示すようにＡＮＤ素子３５の出力
信号（第４図（ｅ））がそのまま現れ、ＡＮＤ素子３８
の出力に第４図（ｈ）に示すようにＡＮＤ素子３６の出
力信号（第４図（ｆ））がそのまま現れる。

その後ＯＲ素子４１によって上記各出力信号の論理和を
とると、第４図（ｉ）に示すようにインバータ装置の出
力電圧と出力電流の位相差に応じた時間幅を持つパルス
列が発生する。ここで、インバータ装置の出力周期は同
一の加熱コイル−が使用される場合には被加熱材の状態
により僅か３０％程度しか変化しないので、単安定マル
チバイブレーク４７．４８の発生する時間幅は一定値に
設定してもよ゛い。一方、上記単安定マルチバイブレー
タ４７゜４８の出力信号を夫々反転素子４９．５０で反
転させ（第４図（１’）　、（ｑ）　）　、上記ＡＮＤ
素子３５．３６とそれぞれ論理積をとってもＡＮＤ亭子
３９．４０の出力は零になるので、第３図の内側点線で
囲まれる位相差検出回路１ａの遅れ力率時における検出
信号は零である。

ところが第５図に示されるように、インバータ装置が遅
れ力率で運転される場合には前述の進み力率の場合とは
逆に、ＯＲ素子４１の出力信号が零になり、ＯＲ素子４
２の出力信号はインバータ装置の出力′電圧と出力電流
の位相差に応じた時間幅を持′つパルス列となる。すな
わち、第３図の内側点線で囲まれる位相差検出回路１ａ
は進み力率の程度を検出する回路であり、同様に点線で
囲まれる位相差検出回路１ｂは遅れ力率の程度を検出す
る回路である。ここで遅れ力率の検出信号、すなわちＯ
Ｒ素子４２の出力信号を−１のゲインを持つ反転増幅器
４３によシ反転して負の電圧信号に変換すれば、インバ
ータ装置の力率が進むほどＯＲ素子４１の出力信号は正
の電圧でパルス幅が大きくな９、上記力率が遅れるほど
反転増幅器４３の出力信号は負の電圧でパルス幅が大き
くなる。

上記力率が１の場合、すなわちインバータ装置の出力電
圧波形と出力電流波形の位相差が零の場合には当然なが
ら上記の２者の出力信号はいずれも零となる。このよう
にして検出された位相差の信号は可変抵抗器で構成され
る力率設定器４４の電圧信号との加ｑニで積分器２３に
入力される。上記積分−器２３の積分時定数は制御系の
安定性を考慮してインバータ装置のスイッチング周期よ
シはるかに大きく設定されており、上記積分時定数は上
記の位相差信号のパルス列の周期よシはるかに大きく、
上記積分器に入力される上記のパルス列はその平均電圧
値で表わしてよい。従って上記積分器２３の出力電圧信
号すなわち電圧制御発振２４の入力電圧信号は短期間に
おいてはほぼ一定値であり、上記電圧信号に比例した周
波数を持つパルス列の信号が上記電圧制御発振器の出力
に現れ（第４図（ｊ））、上記信号のパルスがひとつ入
るたびに７リツプフロツプ２５の出力Ｑ、Ｑの論理レベ
ルは反転する（第４図（ｋ）、（４）。上記Ｑ、Ｑの信
号はベース駆動回路２６ａ、２７ａによって増幅され、
トランジスタ素子３ｂ〜６ｂにベース電流を流し、該ト
ランジスタ素子３ｂ、６ｂと４ｂ、５ｂを夫々対にして
交互に導通させて負荷である整合コンデンサ７および加
熱コイル８に交流電力を供給している。

ここで、上記のインバータ装置の運転力率は以下に記す
動作によって所望値に一定に保たれる。

インバータ装置が第４図に示されるように進み力率で運
転されている状態で、何らかの事情にょシ出力′亀圧と
出力電流の位相差が大きくなった時、すなわち力率が低
下したとすると、ＯＲ素子４１より出力される進み力率
時の位相差信号の平均電圧値が増大する。この時、積分
器２３は負帰還をかけられているので該積分器２３の出
力電圧信号は減少し、電圧制御発振器２４よ多出力され
るパルス列の周波数、並びにインバータ装置のスイッチ
ング周波数も減少することによりスイッチング周期が増
大する。上記スイッチング周期とは第４図に示されるＳ
、〜Ｓ４の時間間隔であシ、この間隔が増大することに
よシ、第４図中）に示す出方電流波形は第４図（ａ）に
示す出方電流波形に対して時間的に遅れの方向に進行す
ることになり、両者の位相差を減少させる。一方、前述
した運転状態で出力電圧と出力電流の位相差が何らかの
事情により逆に減少したとすると、上記の現象と逆の動
作が起こり最終的に両者の位相差を増大させるよう第３
図の回路が働く。すなわち、力率の変化に対してそれを
抑制するようＫ　１ｌｌＪ　ｌ１ｉｌｌされ、積分器２
３の入力電圧が零になった時点、すなわちＯＲ素子４１
よ多出力される位相差信号が力率設定器４４の電圧信号
の絶対値に一致した時点で上記積分器２３の出力電圧は
一定になり、インバータ装置のスイッチング周波数も一
定になる。上記の位相差信号のパルスの時間幅をδ（秒
）、スイッチング周期をＴ（秒）とすれば、位相差信号
の平均電圧値はδ／Ｔに比例する。従ってδ／Ｔが一定
値になるということはスイッチング周期、すなわちイン
バータ装置のスイッチング周波数にかかわらず、スイッ
チング周期に対する位相差の時間幅が一定になシ、これ
は力率が一定になることに他ならない。

以上のように、本発明のインバータ装置は第５図に示す
ように遅れ力率で運転されている状態においては、反転
増幅器４３よシ位相差信号カが負の電圧値で出力される
が、上記力率設定器４４の電圧信号と比較されることに
よシ前述した進み力率の場合と同様に力率は一定に制御
される。また、上記力率設定器４４を調整することによ
り、その電圧信号が負の値の場合は進み力率に、そして
その電圧信号が正の値の場合は遅れ力率に、及びその電
圧信号が零の場合は力率１に制量され、このように力率
値は自由に設定できる。

なお、本発明のインバータ装置が進み力率または遅れ力
率のみで運転される場合は、第３図に示される進み力率
時の位相差検出回路（第３図（ｌａ））または遅れ力率
時の位相差検出回路（第３図（ｌｂ）　”）のいずれか
が不要であることはいう壕でもない。

上記実施例ではインバータ装置の運転力率を監視する手
段としてインバータ装置の出力電圧および出力電流を検
出しているが、出力電圧のみを検出して制御回路で処理
することにより上記実施例と同様な効果が期待できる。

第６図は本発明の他の一実施例を示す。図中、１〜８，
１４，１９，２０，２５．３１は第３図の同一符号のも
のと同様の構成要素を示す。第６図において、１８ａは
周波数−電圧変換器（以下、Ｆ−Ｖ変換器と呼ぶ）、５
２はコンデンサ、５３は上記コンデンサの充電用抵抗器
、５４は上記コンデンサの電荷放電用半導体スイッチ素
子、５５はコンパレータ、４４ａは可変抵抗器で構成さ
れる力率設定器、５７は論理反転素子、５８．５９はＡ
ＮＤ素子、６０はＯＲ素子、６１は切換スイッチである
。

第７図は第６図の実施例の動作チャート図を示し、この
図を用いて第６図の実施例について動作説明を行なう。

上記他の実施例であるインバータ装置の主な回路構成は
第３図の実施例と同様であるから、出力電圧波形は第７
図（ａ）に、そして出力電流波形は第７図（ｂ）に示す
ように第４または第５図の（ａ）、（ｂ）とそれぞれ同
様である。第３図の実施例と同様にトランス１４．コン
パレータ３１によシ出力電圧は第７図（Ｃ）に示すよう
に論理回路レベルの波形に整形される。上記波形の方形
波列の周波数はインバータ装置の出力周波数と同一であ
る。

従って、上記波形はＦ−Ｖ変換器１８ａによってインバ
ータ装置の出力周波数に比例した電圧に変換される（第
７図（ｄ））。第６図中に点線で示した回路ＩＣは電圧
制御発振器の一柚である。上記電圧により抵抗器５３を
通してコンアーンサ５２が充電され、上記コンデンサ５
２の′電圧（第６図中Ｂ点の電位ンが力率設定器４４ａ
の電圧信号レベルを越えた瞬間にコンパレータ５５の出
刃信号の論理レベルは’Ｌ’　（ＬｏｗＬｅｖｅｌ）よ
りＨ’（Ｈｉｇｈ　Ｌｅｖｅ　ｌ）になってフリップ７
０ツブ２５の出力Ｑ、６の論理レベルを反転させ、第３
図の実施例と同様にベース駆動回路１９．２０を通して
トランジスタ素子のスイッチング動作を行なわせている
。いま、切換スイッチ６１が第６図の状態であると、フ
リップ７０ツブ２５の出力Ｑ信号とコンパレータ３１の
出力信号をＡＮＤ素子５８で論理積をとり（第７図（ｊ
）　）　、上記フリップフロップ２５の出力Ｑ信号と、
コンパレータ３１の出力信号を反転素子５７に通した反
転信号をＡＮＤ素子５ａで論理積をとる（第７図（Ｊ）
）と、上記の２つのＡＮＤ素子の出力信号をＯＲ素子で
論理和でとった（ｉ号は、第７図（ｋ））に示すように
、インバータのスイッチング時点（第７図のＳ、〜８４
）から出刃電圧が次に零になるまでの期間’Ｈ１までの
信号である。この信号によりスイッチ素子５４を通じて
コンデンサ５２を短い時定数で放電させてやれば、第６
図における５４３点の電位は第７図（ｅ）に示すように
、出方電圧が零の時点から充電を開始し、力率設定器４
４ａの電圧信号レベルに達した時点でただちに放電して
電位は零になシ、次に出力電圧が零に達した時点から充
電を開始する周期的な三角波の列となる。また、コンパ
レータ５５の出刃信号は第７図（ｆ）に示すパルス列と
なる。

ここで、Ｆ−Ｖ変換器１８ａの発生すＺ゛電圧ＶＦ、抵
抗器５３の抵抗値をＲ（ロ）、コンデンサ５２の静電容
量をＣ（Ｐｌとし、時定数ＣＲ，を、出方電圧波形の半
周期に比較して大きく選択しておけば上記の三角波はほ
ぼ直線波形とみなすことができ、第６図の５４ａ点の電
位ＶＢは充電開始後ｔ（秒）後においては以下の式で近
似的に表わされる。

なお、ＶＦはインバータ装置の周波数ｆに比例した値で
あるので上式はただし、ＶＦ＝β・ｆ（βは定数）である。上記ＶＢが
力率設定器４４ａの電圧信号ＶＲに達する（ＶＢ−ＶＲ
）までの時間（第７図中のＴＢ　）は上式よシ以下の式
で表わされる。

インバータ装置の出力電圧波形の半周期をＴ圧が零にな
るまでの時間Ｔδは第７図より明らかなように以下の式
で表わされる。

上式を変形すれば以下の式となる。

上式は、Ｔに対するＴδの割合、す々わち出力電圧の半
周期に対して出力電流の波形（第７図中））が進んでい
る割合すなわち力率がインノ（−夕装置の出力周波数等
にかかわらず常に一定になることを示している。力率を
所望の値にするには、ＶＲＯ力率設定器ｊ４　ａを調整
すればよい。上記力率設定器４．４　ａを調整して電圧
信号を増大させてやれば第７図（ｅ）から明らかなよう
にスイッチングの時点は遅れ、力率１にも調整可能であ
る。力率１の点よりＶＲを増大させても出力電圧が零に
達した時点でスイッチ素子５４を導通させる信号が出る
ので、コンデンサ５２は放電され、力率１の点が限界と
なる。一方スイッチ６１を第６図と逆に切換えＶＲの設
定電圧を小さくしてスイッチングの時点を第８図に示す
ように出力電圧の半周期の前半分にすれば、これは遅れ
力率となり、この範囲でも自由に調整可能である。本実
施例は出力電流の検出が不要なため、回路構成が簡単に
なシ経済的である等の特徴がある。

なお、上記の実施例では力率設定用としてコンパレータ
５５の一方の比較電圧、すなわち力率設定器４４ａを使
用しているが、これを固定とじ抵抗５３を可変とし第６
図のＢ点の充電時定数（前記（１）式のＣ−凡に相当す
る）を変える方法、すなわち、第７図（ｅ）または第８
図（ｅ）の三角波の傾きを変える方法、またはＩｉ”　
−Ｖ変換器１８ａのゲイン（Ｉ］ｉｌ述のβに相当する
）を変える方法（本方法も第７図（ｅ）または第８図（
ｅ）の三角波の傾きを変えることになる）でも前記（１
）式から明らかなように力率は一定に保たれ、上記の可
変要素によって自由に力率を設定できる。

なお、上記のすべての実施例は電流形インバータ装置を
使用する場合であったが、電圧形インバータ装置を使用
する場合にも上記のすべての実施例が適用できる。すな
わち電圧形インバータ装置ｔま一般に電流形インバータ
装置とは逆波形であり、出力電圧波形は台形波、出力電
流波形は正弦波となるが、上記のすべての実施例は両者
の波形共に矩形波に整形して制御回路に入力しているの
で前述したような動作説明がそのまま適用でき、同様の
効果が期待できる。また、上記のすべての実施例は主回
路のスイッチング素子３〜６としてトランジスタを示し
ているが、ＧＴＯサイリスタ等自己消弧能力を持つ素子
なら適用できることは言うまでもない。

〔発明の効果〕

以上のように、この発明によれば自己消弧型スイッチン
グ素子を用い、負荷の力率を常に監視及びフィードバッ
クする構成としたので、インバータ装置を負荷の変動に
かかわらず常に任意の力率においても非常に安定した運
転ができるようになり、また、力率を１で運転させるこ
とにより、インバータ装置への供給皮相電力および加熱
コイルの整合コンデンサの容量を極めて小さくでき、ゆ
えに装置１．の小形化、コストの大巾に削減できるイン
バータ装置が得られるという効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来のインバータ装置を示す電気回路図、第２
図は上記第１図のインバータ装置の動作図、第３図は本
発明のインバータ装置の一実施例を示す電気回路図、第
４図は上記第３図のインバータ装置の進み力率運転時の
動作図、第５図は上記第３図のインバータ装置の遅れ力
率運転時の動作図、第６図は本発明のインバータ装置の
他の一実施例を示す電気回路図、第７図は上記第６図の
インバータ装置の進み力率運転時の動作図、第８図は上
記第６図のインバータ装置、の遅れ力率運転時の動作図
である。１・・・直流電源装置− ２・・・直流リアクトル、３〜６・・・サイリスク素子、３ｂ〜６ｂ・・・トランジスタ素子１７・・・整合コンデンサ、８・・・加熱コイル、９〜１２・・可飽和リアクトル、１３・・・トランス１１４・・・トランス、１５〜１７・・・電圧レベル比較回路、１８．１８ａ・
・・周波数−電圧変換器、１９・・・可変抵抗器、２０．２１・・・ＡＮＤ素子、２２・・・ＯＲ素子、２３・・・積分器、２４・・・電圧制御発振器・２５・・・フリップフロップ、２６．２７・・・点弧用回路、２６ａ、２７ａ・・・ペース駆動回路、３１．３２・・
・コンパレータ、３３．３４・・・反転素子、３５〜４０・・・ＡＮＤ素子、４１．４２・・・ＯＲ素子、４３・・・反転増幅器、４４．４４ａ・・・力率設定器、４５・・・変流器。４６・・・変換器、４７．４８・・・単安定マルチバイブレーク、４９．５
０・・・論理的反転素子、５２・・・コンデンサ、５３・・・充電用抵抗器、５４・・・半導体スイッチ素子、５５・・・コンパレータ、５８．５９・・・ＡＮＤ素子、６０・・・ＯＲ素子、６１・・・切換スイッチ。なお、図中同一符号は同一、又は相当部分を示す。特許出願人　三菱電機株式会社代理人　弁理士　加　藤　公　延、ｌ””７ｐｑ・　Ｊ第１図（２ｔ、　ｔ２Ｌｉｔ−一一−−−−−−−−−−−−−−−第４図第５図第６図ｒ２第７図第８図手続補正”書（自発）ｆ、Ｖ許庁長宮殿１、事件の表ボ　↑−願昭５９−３５２８８号２、発明
の名称インバータ装置３、補正をする者代表者片山仁へ部４、代　理　人　郵便番号　１０５住　所　東京都港区西新橋１丁ＩＮ　４　Ｍ；１０号５
、補正により増加する発明の数　１７、補正の内容（１）別紙の通り特許請求の範囲を補正する。（２１明細書をつぎのとおり訂正する。８、添付書類の目録補正後の特許請求の範囲を記載した畳面　１通以上補正後の特許請求の範囲（１）直流電源装置から被加熱材を誘導加熱する加熱コ
イルおよび整合コンデンサより属る負荷回路に父流電源
？供給する自己消弧型スイッチング素子によるブリッジ
構成の逆変換部と、上記逆変換部での出刃電圧波形をト
ランスにエリ検出して該出力電圧波形に同期した矩形波
に変換する第１の電圧レベル比較回路と、上記逆変換部
の出力′直流波形を電流検出器にて検出して該出力′電
流波形に同期した矩形波に変換する第２の電圧レベル比
較回路と、上記の第１の′「に圧レベル比較１ｉｊｌ　
ｗｒの発生する使形波および上記の第２の電圧レベル比
較回路の発生する矩形波の位相差ＶＣ応じた時間幅を有
する第１のパルス列を発生する位相差検出回路と。電圧設Ｔ器により発生する一定電圧と上記第１のパルス
列を加算及び積分する積分器に、ｃｖ発生する電圧に比
１’ＡＩ　Ｌだ周波数を有する第２のパルス列を発生す
る電圧制御発振器と、上記の第２のパルスタリに同期し
て出刃信号の電圧レベルを反転するフリップフロップの
出力信号を増幅して上記自己消弧型スイッチング素子を
導通させる駆動回路とで構成されることを特徴と１−る
インバータ装置。＋２１万率が遅ｎている場合ＦＣに、出刃電圧と出力覗
流の位相差の検出信号の電圧値の符号な力率が必んでい
る場合に比べ反転さぞたことを特徴とする特許８ｎぶの
範囲第１項記載のインバータ装置。１３１頂流電源装置から、被加熱材を誘導加熱するリロ
熱コイルおよび整合コンデンサより成る負荷１塔に又流
布、源を供給する自己消弧型スイッチング水子によるグ
リッジ４１９成の逆変換部と、上記変換部での出力電圧
波形馨トランス眞て検出して、該追刀′電圧波形に同期
しｆｃ矩形波ＶＣ変換Ｔる第１の抗圧レベル比較回路と
、上記の矩形波の周波数に比例した重圧２允生する周Ｖ
数−電圧変換器の出ＴＪ’Ｗ圧により光電さｎる充電回
路の光＋１電圧か一五設定器にエフ発生する一定電圧以
上になるとパ？レス信号を発生する崇２の電圧レベル比
較回路と。上記のパルス信号の発生後、上記出力電圧の領が杯にな
る１での期間上記光屯回路馨放屯させる放Ｅ回路と、上
記の第２の市川レベル比較回路の発生するパルス信号の
列に同期して出刃信号の電圧レベルを反転するフリップ
フロップの出力信号を増幅して上記自己消弧型スイッチ
ング素子を導通させる駆動回路とで構成さｎたことを特
徴とするインバータ装置。

Claims

【特許請求の範囲】

（１）　直流電源装置から被加熱材を誘導加熱する加熱
コイルおよび整合コンデンサよ構成る負荷回路に交流電
源を供給する自己消弧型スイッチング素子によるブリッ
ジ構成の逆変換部と、上記逆変換部での出力電圧波形を
トランスによシ検出して該出力電圧波形に同期した矩形
波に変換する第１の電圧レベル比較回路と、上記逆変換
部の出力電流波形を電流検出器にて検出して該出力電流
波形に同期した矩形波に変換する第２の電圧レベル比較
回路と、上記の第１の電圧レベル比較回路の発生する矩
形波および上記の第２の電圧レベル比較回路の発生する
矩形波の位相差に応じた時間幅を有する第１のパルス列
を発生する位相差検出回路と、電圧設定器によｐ発生す
る一定電圧と上記第１のパルス列を加算及び積分する積
分器により発生する電圧に比例した周波数を有する第２
のパルス列を発生する電圧制御発振器と、上記の第２の
パルス列に同期して出力信号の電圧レベルを反転するフ
リップフロップの出力信号を増幅して上記自己消弧型ス
イッチング素子を導通させる駆動回路とで構成されるこ
とを特徴とするインバータ装置。
（２）力率が遅れている場合には、出力電圧と出力電流
の位相差の検出信号の電圧値の符号を力率が進んでいる
場合に比べ反転させた仁とを特徴とする特許請求の範囲
第１項記載のインバータ装置。
（３）直流電源装置から、被加熱材を誘導加熱する加熱
コイルおよび整合コンデンサよ構成る負荷回路に交流電
源を供給する自己消弧型スイッチング素子によるブリッ
ジ構成の逆変換部と、上記変換部での出力電圧波形をト
ランスにて検出して、該出力′重圧波形に同期した矩形
波に変換する第１の電圧レベル比較回路と、上記の矩形
波の周波数に比例した電圧を発生する周波数−電圧変換
器の出力電圧によシ充電される充電回路の充電電圧が電
圧設定器により発生する一定電圧以上になるとパルス信
号を発生する第２の電圧レベル比較回路と、上記のパル
ス信号の発生後、上記出力電圧の値が零になるまでの期
間上記充電回路を放電５させる放電回路と、上記の第２
の電圧レベル比較回路の発生するパルス信号の列に同期
して出力信号の電圧レベルを反転するフリップフロップ
の出力信号を増幅して上記自己消弧型スイッチング素子
を導通させる駆動回路とで構成されたことを特徴とする
特許請求の範囲第１項記載のイン・ぐ−夕装置。