JPS6018196B2 - 電動機制御装置 - Google Patents
電動機制御装置Info
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- JPS6018196B2 JPS6018196B2 JP52101643A JP10164377A JPS6018196B2 JP S6018196 B2 JPS6018196 B2 JP S6018196B2 JP 52101643 A JP52101643 A JP 52101643A JP 10164377 A JP10164377 A JP 10164377A JP S6018196 B2 JPS6018196 B2 JP S6018196B2
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P7/00—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors
- H02P7/06—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors for regulating or controlling an individual DC dynamo-electric motor by varying field or armature current
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Description
【発明の詳細な説明】
本発明は電動機制御装置、特にサィリスタチョッパを用
いた電動機制御装置の改良に関する。
いた電動機制御装置の改良に関する。
最近、電動機に供給する電力を制御するためにサィリス
タ等を使用したチョッパ回路により、電動機に印加され
る電圧を所定の周期でもつて間歌的に制御し、その平均
値を所要の値に制御する如き手段が提案されている。そ
して、電動機に供給される電力を広い範囲でもつて制御
するために上記チョッパの通流率（チョッパのオンオフ
周期Ｔに対するオン時指ｍ，の比率Ｔ，／Ｔ、以下通流
率ｙと表す）も広い範囲で制御されることが望ましい。
そこで従釆は、例えば第１図の如きチョッパ回路を用い
た電動機制御装置が知られている。
タ等を使用したチョッパ回路により、電動機に印加され
る電圧を所定の周期でもつて間歌的に制御し、その平均
値を所要の値に制御する如き手段が提案されている。そ
して、電動機に供給される電力を広い範囲でもつて制御
するために上記チョッパの通流率（チョッパのオンオフ
周期Ｔに対するオン時指ｍ，の比率Ｔ，／Ｔ、以下通流
率ｙと表す）も広い範囲で制御されることが望ましい。
そこで従釆は、例えば第１図の如きチョッパ回路を用い
た電動機制御装置が知られている。
第１図において、Ｖｓは直流電源、Ｍは電動機電機子、
Ｆは電動機界磁、ＭＳＬは平滑リアクトル、ＣＨはチヨ
ツ／ゞ、ＤＦはフリーホイールダイオードを示すもので
、これらの構成部品により公知のチョッパによる電動機
制御装置が構成される。また、チョッパＣＨも公知のも
ので、主として電動機電流ＩＭを通流する主サィリスタ
ＭＴｈ、該主サィリスタＭｍを転流するための転流パル
ス電流回路を動作せしめる転流サィリスタＡｍ、髭流電
圧Ｖｃｏを貯える転流コンデンサＣ。、談転流コンデン
サＣｏに共勤して転流パルス電流ｉｏを生ぜしめる転流
ＩＪァクトルＬ。、前記転流コンデンサＣｏの転流露圧
Ｖｃｏが主サィリスタＭＴｈのオン時に放電することを
阻止するダイオードＤｃから横成される。チョツパの主
サイリスタＭＴｈのゲートには移相器ＡＰＳの出力を微
分回路ＤＩで立ち上がり微分したものが、転流サィリス
タＡＴｈのゲートには移相器Ａ的の電源を兼ねる発振器
ＯＳＣ出力を微分回路○２で立ち上がり微分したものが
夫々印加され、また電流制御系ＡＣＲからの出力により
電動機電流１一が電流指令ＩＰに追従制御されるように
移相器出力幅つまり主サィリスタＭＴｈのオン比率（チ
ョツパの通流率）が制御されることになる。第２図は、
以上に述べた第１図回路におけるチョッパ制御１周期の
動作波形を示すもので、チョッパＣＨの転流動作期間に
注目すると転流サィリスタＡＴｈのオンから実際にチョ
ッパＣＨの電流が零となって該チョッハ℃日がオフとな
るまでに転流動作時間Ｔｏが必要となることがわかる。
Ｆは電動機界磁、ＭＳＬは平滑リアクトル、ＣＨはチヨ
ツ／ゞ、ＤＦはフリーホイールダイオードを示すもので
、これらの構成部品により公知のチョッパによる電動機
制御装置が構成される。また、チョッパＣＨも公知のも
ので、主として電動機電流ＩＭを通流する主サィリスタ
ＭＴｈ、該主サィリスタＭｍを転流するための転流パル
ス電流回路を動作せしめる転流サィリスタＡｍ、髭流電
圧Ｖｃｏを貯える転流コンデンサＣ。、談転流コンデン
サＣｏに共勤して転流パルス電流ｉｏを生ぜしめる転流
ＩＪァクトルＬ。、前記転流コンデンサＣｏの転流露圧
Ｖｃｏが主サィリスタＭＴｈのオン時に放電することを
阻止するダイオードＤｃから横成される。チョツパの主
サイリスタＭＴｈのゲートには移相器ＡＰＳの出力を微
分回路ＤＩで立ち上がり微分したものが、転流サィリス
タＡＴｈのゲートには移相器Ａ的の電源を兼ねる発振器
ＯＳＣ出力を微分回路○２で立ち上がり微分したものが
夫々印加され、また電流制御系ＡＣＲからの出力により
電動機電流１一が電流指令ＩＰに追従制御されるように
移相器出力幅つまり主サィリスタＭＴｈのオン比率（チ
ョツパの通流率）が制御されることになる。第２図は、
以上に述べた第１図回路におけるチョッパ制御１周期の
動作波形を示すもので、チョッパＣＨの転流動作期間に
注目すると転流サィリスタＡＴｈのオンから実際にチョ
ッパＣＨの電流が零となって該チョッハ℃日がオフとな
るまでに転流動作時間Ｔｏが必要となることがわかる。
この転流動作時間Ｔ。は、転流パルス電流ｉ。が流れる
転流半周期↑ｃ（＝ｍノＬｏ・Ｃｏ）、転流パルス電流
ｉｏの反転電流で主サィリスタＭｍに流れている電動機
電流ＩＭを打消すまでの時間７Ｍ、転流コンデンサＣｏ
に転流電圧Ｖｃｏを充電する時間７ｃとから成る。チョ
ッパＣＨの通流率制御範囲を広くとるには、チョッパＣ
Ｈの最小通流率ｙｍｉｎをできるだけ小さい値にするこ
とが望ましい。
転流半周期↑ｃ（＝ｍノＬｏ・Ｃｏ）、転流パルス電流
ｉｏの反転電流で主サィリスタＭｍに流れている電動機
電流ＩＭを打消すまでの時間７Ｍ、転流コンデンサＣｏ
に転流電圧Ｖｃｏを充電する時間７ｃとから成る。チョ
ッパＣＨの通流率制御範囲を広くとるには、チョッパＣ
Ｈの最小通流率ｙｍｉｎをできるだけ小さい値にするこ
とが望ましい。
チョツパＣＨの最小通流率ｙｍｌｎは、主サィリスタＭ
Ｔｈと転流サィリスタＡＴｈが同時にオンされた場合で
、その値はツｍｉｎ＝Ｌ『１）ｍｉｎ−Ｔ。
Ｔｈと転流サィリスタＡＴｈが同時にオンされた場合で
、その値はツｍｉｎ＝Ｌ『１）ｍｉｎ−Ｔ。
【１｝Ｔ −Ｔで示される。
これから、チョツパＣＨの最小通流率ｙｍｉｎを小さく
するには、チョツパＣＨのオンオフ周期Ｔを一定とした
場合に転流動作時間Ｔｏを小さくする必要があることが
わかる。転流コンデンサＣｏへの電圧充電時間７ｃはそ
のときの電動機電流ＩＭによってほぼ一義的に定まるの
で、転流動作時間Ｔ。を小さくするには転流半周期７Ｐ
を４・さくする必要がある。転流半周期７Ｐは使用する
サィリスタのターンオフタイムに依存されることになる
が、ターンオフタイムを一定とした場合、転流半周期ヶ
Ｐを々・さくすることは必然的に転流パルス電流ｉ。の
波高値を高くすることになる。さて、電動機に供聯合さ
れる電力を広範囲に制御するためには、チョッパＣＨの
最４・薄流率ｙｍ１ｎをできるだけ小さくすることが必
要で、第１図の従来装置では前記したような転流パルス
電流ｉｏの波高値を高く（例えば、転流パルス電流ｉｏ
の波高値を消弧すべき電動機電流ＩＭの３〜５倍）して
最小通流率ｙｍｉｎを小さくすることが行なわれている
。
するには、チョツパＣＨのオンオフ周期Ｔを一定とした
場合に転流動作時間Ｔｏを小さくする必要があることが
わかる。転流コンデンサＣｏへの電圧充電時間７ｃはそ
のときの電動機電流ＩＭによってほぼ一義的に定まるの
で、転流動作時間Ｔ。を小さくするには転流半周期７Ｐ
を４・さくする必要がある。転流半周期７Ｐは使用する
サィリスタのターンオフタイムに依存されることになる
が、ターンオフタイムを一定とした場合、転流半周期ヶ
Ｐを々・さくすることは必然的に転流パルス電流ｉ。の
波高値を高くすることになる。さて、電動機に供聯合さ
れる電力を広範囲に制御するためには、チョッパＣＨの
最４・薄流率ｙｍ１ｎをできるだけ小さくすることが必
要で、第１図の従来装置では前記したような転流パルス
電流ｉｏの波高値を高く（例えば、転流パルス電流ｉｏ
の波高値を消弧すべき電動機電流ＩＭの３〜５倍）して
最小通流率ｙｍｉｎを小さくすることが行なわれている
。
このため、転流サィリスタＡＴｈの電流容量が大きくな
ったり、転流コンデンサＣ。の転流露樹利用率が悪くな
るので転流コンデンサ容量が大きくなる等の理由からチ
ョツパＣＨの転流装置が大型で高価なものになっていた
。また、電動機はそれに接続される負荷の大小により電
動機電流ＩＭもズか願こ変動するが、チョツパＣＨとし
ては最大の電流を消弧するように転流回路定数が設定さ
れるため、転流パルス電流ｉｏは電動機電流ＩＭの大小
にあまり関係なく大きな値に設定されることになり、転
流回路としては非常に不経済な設計になっていることも
該転流回路要素を大型・高価なものにしている原因とな
っている。本発明の目的は、上託した従来技術の欠点を
なくし、転流エネルギー反転路内の機器のパルス電流耐
量を軽減して転流装置を小型で安価なものとすることの
できる電動機制御装置を得ることにある。
ったり、転流コンデンサＣ。の転流露樹利用率が悪くな
るので転流コンデンサ容量が大きくなる等の理由からチ
ョツパＣＨの転流装置が大型で高価なものになっていた
。また、電動機はそれに接続される負荷の大小により電
動機電流ＩＭもズか願こ変動するが、チョツパＣＨとし
ては最大の電流を消弧するように転流回路定数が設定さ
れるため、転流パルス電流ｉｏは電動機電流ＩＭの大小
にあまり関係なく大きな値に設定されることになり、転
流回路としては非常に不経済な設計になっていることも
該転流回路要素を大型・高価なものにしている原因とな
っている。本発明の目的は、上託した従来技術の欠点を
なくし、転流エネルギー反転路内の機器のパルス電流耐
量を軽減して転流装置を小型で安価なものとすることの
できる電動機制御装置を得ることにある。
本発明の特徴は、チョッパの転流エネルギー反転路と電
動機電流路とを結合する可飽和リアクトル型変流器を設
けたことである。
動機電流路とを結合する可飽和リアクトル型変流器を設
けたことである。
第３図に本発明の一実施例を示す。
この実施例が第１図の従来装置と異なる部分は、チョッ
パの転流リアクトルとしてチョツパ電流ｉｃＨが通流す
る１次巻線Ｎ，と転流パルス電流ｉ。が通流する２次巻
線Ｎ２をもつ可飽和リアクトル型変流器ＳＣＴを設け、
更にチョツハ℃日を最小通流率の状態で間引き制御を行
なうためにチョツパの転流サィリスタＡＴｈのゲートに
移相器Ａ塔出力を微分回路Ｄ２で立ち上がり微分したも
のを与えたことにある。なお、間引き制御は後述するよ
うに必要に応じて設けられるものである。先ず、チョッ
ハ℃日の転流リアクトルを可飽和リアクトル型変流器Ｓ
ＣＴにした効果について述べる。
パの転流リアクトルとしてチョツパ電流ｉｃＨが通流す
る１次巻線Ｎ，と転流パルス電流ｉ。が通流する２次巻
線Ｎ２をもつ可飽和リアクトル型変流器ＳＣＴを設け、
更にチョツハ℃日を最小通流率の状態で間引き制御を行
なうためにチョツパの転流サィリスタＡＴｈのゲートに
移相器Ａ塔出力を微分回路Ｄ２で立ち上がり微分したも
のを与えたことにある。なお、間引き制御は後述するよ
うに必要に応じて設けられるものである。先ず、チョッ
ハ℃日の転流リアクトルを可飽和リアクトル型変流器Ｓ
ＣＴにした効果について述べる。
第４図は、第３図回路におけるチョツパ制御１周期の動
作波形を示すもので、チョッパＣＨの転流ェネルギ−反
転期間でｒに注目すると転流パルス電流ｉｏはｉ。＝母
‐・Ｎ（母‐ｉＣＨ）となって常に電動機電流ＩＭに見
合った電流値になる。これは、第３図において主サィリ
スタＭＴｈがオンされて変換器ＳＣＴの１次巻線Ｎ，に
チョッパ電流ｌｃＨ（＝１一）が流れているところに、
転流サィリスタＡＴｈがオンされるので変流器ＳＣＴの
変流作用によりその２次巻線Ｎ２には転流コンデンサＣ
。から母．・Ｎの電流が流れることになるためである。
この転流動作期間における変流器ＳＣＴの動作波形を第
５図に示す。１次巻線Ｎ，に流れるチョツパ電流ｌｃＨ
（＝ＩＭ）のため、変流器ＳＣＴの磁束レベルは第５図
ハの■一ｉ曲線（■：磁束、ｉ：励磁電流）における正
の飽和値■Ｆにある。
作波形を示すもので、チョッパＣＨの転流ェネルギ−反
転期間でｒに注目すると転流パルス電流ｉｏはｉ。＝母
‐・Ｎ（母‐ｉＣＨ）となって常に電動機電流ＩＭに見
合った電流値になる。これは、第３図において主サィリ
スタＭＴｈがオンされて変換器ＳＣＴの１次巻線Ｎ，に
チョッパ電流ｌｃＨ（＝１一）が流れているところに、
転流サィリスタＡＴｈがオンされるので変流器ＳＣＴの
変流作用によりその２次巻線Ｎ２には転流コンデンサＣ
。から母．・Ｎの電流が流れることになるためである。
この転流動作期間における変流器ＳＣＴの動作波形を第
５図に示す。１次巻線Ｎ，に流れるチョツパ電流ｌｃＨ
（＝ＩＭ）のため、変流器ＳＣＴの磁束レベルは第５図
ハの■一ｉ曲線（■：磁束、ｉ：励磁電流）における正
の飽和値■Ｆにある。
この状態で、転流サィリスタＡＴｈがオンされると変流
器ＳＣＴの２次巻線Ｎ２には転流コンデンサ電圧Ｖｃｏ
が印加され、磁束レベルは正の飽和値から負の飽和値■
ｎに向って引き戻され、このときの変流作用により２次
巻線Ｎ２には転流コンデン偽物歓流として母‐・Ｍの電
流が流れる。
器ＳＣＴの２次巻線Ｎ２には転流コンデンサ電圧Ｖｃｏ
が印加され、磁束レベルは正の飽和値から負の飽和値■
ｎに向って引き戻され、このときの変流作用により２次
巻線Ｎ２には転流コンデン偽物歓流として母‐・Ｍの電
流が流れる。
転流コンデンサ電圧Ｖｃ。は放電々流母‐・Ｍのため次
第に減少して零となるが、今度は２次巻線Ｎ２に流れる
電流学‐・Ｎが転流コンデンサＣｏの充麗々流として流
れ、転流コンデンサ電圧Ｖｏｏをこれまでの極性とは逆
極性に充電することになる。この結果、２次巻線Ｎ２に
印加される電圧極性も反対となるので、変流器ＳＣＴの
磁束レベルは再び正の飽和値○Ｐに引き戻されることに
なる。変流器ＳＣＴの磁束レベルが正の飽和値に達する
と２次巻線Ｎ２の飽和ィンダクタンスは急速に小さくな
り、主サィリスタ消弧期間↑Ｎ十丁ｃへ移り、その初期
において、この飽和ィンダクタンスと転流コンデンサに
よるＬ一Ｃ振動電流で転流サィリスタＡＴｈ及び主サイ
リス夕ＭＴｈがオフされる。以後、チョツパ電流ｌｃＨ
（＝ＩＭ）はダイオードＤｃ→２次巻線Ｎ２→転流コン
デンサＣｏを通って流れ、転流コンデンサ電圧Ｖｃｏを
所定値に充電したところでチョッハ汁軍流ｌｃＨが零、
つまりチョツパＣＨがオフされることになる。このサィ
リスタ消弧期間ヶＭ＋↑ｃにおいては、Ｃｏ→ＭＴｈ（
逆方向）→Ｄｃ→Ｎ２→Ｃｏという主サィリスタ消弧路
に電流が流れるが、この電流は、当実施例においては主
サイリスタＭＴｈ牡こ順方向に流れる電流ＩＭより大き
くなることはない。従って、第５図に示されるように変
流作用を行なっている時間７，が第１図従来回路の転流
半周期すＰに等しくなるように可飽和リアクトル型変流
器ＳＣＴの電圧時間積を決めれば、チョッパＣＨの最小
通流率ッｍｉｎも第１図従来回路と等しくできる。第５
図より、変流作用時間７Ｔは可飽和リアクトル型変流器
ＳＣＴの磁束が正の飽和値から負の飽和値に変化する時
間のほぼ２倍と考えてよいので、可飽和リアクトル型変
流器ＳＣＴの電圧時間穣Ｖ・ＳはＶ・Ｓ＝ＶＣ。
第に減少して零となるが、今度は２次巻線Ｎ２に流れる
電流学‐・Ｎが転流コンデンサＣｏの充麗々流として流
れ、転流コンデンサ電圧Ｖｏｏをこれまでの極性とは逆
極性に充電することになる。この結果、２次巻線Ｎ２に
印加される電圧極性も反対となるので、変流器ＳＣＴの
磁束レベルは再び正の飽和値○Ｐに引き戻されることに
なる。変流器ＳＣＴの磁束レベルが正の飽和値に達する
と２次巻線Ｎ２の飽和ィンダクタンスは急速に小さくな
り、主サィリスタ消弧期間↑Ｎ十丁ｃへ移り、その初期
において、この飽和ィンダクタンスと転流コンデンサに
よるＬ一Ｃ振動電流で転流サィリスタＡＴｈ及び主サイ
リス夕ＭＴｈがオフされる。以後、チョツパ電流ｌｃＨ
（＝ＩＭ）はダイオードＤｃ→２次巻線Ｎ２→転流コン
デンサＣｏを通って流れ、転流コンデンサ電圧Ｖｃｏを
所定値に充電したところでチョッハ汁軍流ｌｃＨが零、
つまりチョツパＣＨがオフされることになる。このサィ
リスタ消弧期間ヶＭ＋↑ｃにおいては、Ｃｏ→ＭＴｈ（
逆方向）→Ｄｃ→Ｎ２→Ｃｏという主サィリスタ消弧路
に電流が流れるが、この電流は、当実施例においては主
サイリスタＭＴｈ牡こ順方向に流れる電流ＩＭより大き
くなることはない。従って、第５図に示されるように変
流作用を行なっている時間７，が第１図従来回路の転流
半周期すＰに等しくなるように可飽和リアクトル型変流
器ＳＣＴの電圧時間積を決めれば、チョッパＣＨの最小
通流率ッｍｉｎも第１図従来回路と等しくできる。第５
図より、変流作用時間７Ｔは可飽和リアクトル型変流器
ＳＣＴの磁束が正の飽和値から負の飽和値に変化する時
間のほぼ２倍と考えてよいので、可飽和リアクトル型変
流器ＳＣＴの電圧時間穣Ｖ・ＳはＶ・Ｓ＝ＶＣ。
Ｘ牛Ｘ芸＝ご二王子二 ‐‐…‐■
となり、一方、可飽和リアクトル型変流器ＳＣＴの鉄心
の断面積をＡ（枕）、磁束密度をＢ（Ｗｂ／〆）とすれ
ば電圧時間積Ｖ・ＳはＶ・Ｓ＝２Ｎ２・Ｂ・Ａ
……｛３１となるので、これら‘２｝〜‘３
｝式より使用する歓心の材料や寸法等を決めればよい。
の断面積をＡ（枕）、磁束密度をＢ（Ｗｂ／〆）とすれ
ば電圧時間積Ｖ・ＳはＶ・Ｓ＝２Ｎ２・Ｂ・Ａ
……｛３１となるので、これら‘２｝〜‘３
｝式より使用する歓心の材料や寸法等を決めればよい。
ところで、第３図の本発明回路では転流コンデンサＣｏ
の充放電々流つまり転流パルス電流ｉ。
の充放電々流つまり転流パルス電流ｉ。
が鰯機電流１Ｍ‘こ見合った値母‐・Ｍ‘こ綱刈る結果
、転流コンデンサ電圧Ｖｃｏを一定と仮定した場合には
、電動機電流ＩＭの大小に応じて前記変流作用時間↑で
が変動するおそれがある。一般に、転流コンデンサ電圧
Ｖｃｏは転流コンデン・サＣｏへの充蚤々流が流れてい
る回路のィンダクタンスつまり転流リアクトルや配線等
によるィンダクタンスＬ′のため電源電圧Ｖｓ以上に過
充電されることは周知で、その値はｖＣ。
、転流コンデンサ電圧Ｖｃｏを一定と仮定した場合には
、電動機電流ＩＭの大小に応じて前記変流作用時間↑で
が変動するおそれがある。一般に、転流コンデンサ電圧
Ｖｃｏは転流コンデン・サＣｏへの充蚤々流が流れてい
る回路のィンダクタンスつまり転流リアクトルや配線等
によるィンダクタンスＬ′のため電源電圧Ｖｓ以上に過
充電されることは周知で、その値はｖＣ。
＝ｖＳ＋・Ｍ．店 ．・肌‘４’で示される。
これより、電動機電流ＩＭの制御範囲で電源電圧ＶＳよ
りも過充電姫分１一・時のほうが大きくなるように転流
回路定数を設定すれば、転流コンデンサ電圧Ｖｃｏは電
動機電流ＩＮにほぼ比例することになり、前記した転流
コンデンサ電圧Ｖｃｏが一定の場合のように電動機電流
ＩＭの大づ・により大幅に変動することはない。従って
、電動機電流ＩＮの最小制御電流（ＩＮ）ｍｉｎにおい
て所要の最小通流率ｙｍｉｎが得られるよう前記した可
飽和リアクトル型変流器ＳＣＴの変流作用時間７Ｔを定
めればよい。なお、第３図実施例における可飽和リアク
トル型変流器ＳＣＴの１次巻線Ｎ，は、鉄心磁束の飽和
時に転流コンデンサへの過充電々圧に寄与するインダク
タンスとして作用するので、その巻数を適当に選ぶこと
により所要の転流コンデンサ電圧を得ることができる特
徴がある。
りも過充電姫分１一・時のほうが大きくなるように転流
回路定数を設定すれば、転流コンデンサ電圧Ｖｃｏは電
動機電流ＩＮにほぼ比例することになり、前記した転流
コンデンサ電圧Ｖｃｏが一定の場合のように電動機電流
ＩＭの大づ・により大幅に変動することはない。従って
、電動機電流ＩＮの最小制御電流（ＩＮ）ｍｉｎにおい
て所要の最小通流率ｙｍｉｎが得られるよう前記した可
飽和リアクトル型変流器ＳＣＴの変流作用時間７Ｔを定
めればよい。なお、第３図実施例における可飽和リアク
トル型変流器ＳＣＴの１次巻線Ｎ，は、鉄心磁束の飽和
時に転流コンデンサへの過充電々圧に寄与するインダク
タンスとして作用するので、その巻数を適当に選ぶこと
により所要の転流コンデンサ電圧を得ることができる特
徴がある。
以上に述べた第３図の実施例では、可飽和リアクトル型
変流器ＳＣＴの１次巻線Ｎ，にチョッパ電流（＝電動機
電流）が流れるものとして説明したが、この１次巻線Ｎ
．の接続個所はこれに限定されるものではなく、電動機
電流が流れる他の箇所、例えば第６図〜第８図に示した
実施例が考えられる。
変流器ＳＣＴの１次巻線Ｎ，にチョッパ電流（＝電動機
電流）が流れるものとして説明したが、この１次巻線Ｎ
．の接続個所はこれに限定されるものではなく、電動機
電流が流れる他の箇所、例えば第６図〜第８図に示した
実施例が考えられる。
第６図は、可飽和リアクトル型変流器ＳＣＴの１次巻線
Ｎ，を電動機に直列接続してある。可飽和リアクトル型
変流器ＳＣＴに使用した鉄心の角形特性が悪い場合には
、チョツハ℃日のオン直前に可飽和リアクトル型変流器
ＳＣＴの鉄心磁束は正の飽和値になく、チョッパＣＨの
オンにより鉄Ｄ磁束が正の飽和値に変化するため、この
間可飽和リアクトル型変流器ＳＣＴの１次巻線Ｎ，には
ほぼ電源電圧Ｖｓが印加され、この電圧が可飽和リアク
トル型変流器ＳＣＴの２次巻線Ｎ２に変圧比帯で定まる
電圧（帯‐ＶＳ）機織る。
Ｎ，を電動機に直列接続してある。可飽和リアクトル型
変流器ＳＣＴに使用した鉄心の角形特性が悪い場合には
、チョツハ℃日のオン直前に可飽和リアクトル型変流器
ＳＣＴの鉄心磁束は正の飽和値になく、チョッパＣＨの
オンにより鉄Ｄ磁束が正の飽和値に変化するため、この
間可飽和リアクトル型変流器ＳＣＴの１次巻線Ｎ，には
ほぼ電源電圧Ｖｓが印加され、この電圧が可飽和リアク
トル型変流器ＳＣＴの２次巻線Ｎ２に変圧比帯で定まる
電圧（帯‐ＶＳ）機織る。
このため、第３図回路の場合には転流サイリスタＡＴｈ
とダイオードＤｃに、チヨツパＣＨのオンする毎に転流
コンデンサ電圧に前記した２次巻線Ｎ２の議起電圧（＝
器‐ＶＳ）が加算された電圧が印加されることになり、
電圧耐量の高いものが必要となる欠点を生ずる。第６図
回路は、可飽和リアクトル型変流器ＳＣＴの１次巻線Ｎ
，を電動機に直列接続し、チョッパＣＨのオン直前つま
りチョッパＣＨのオフ時でも１次巻線Ｎ，には電動機電
流が引き続き流れて可飽和リアクトル型変流器ＳＣＴの
鉄心磁束をほぼ正の飽和値に維持することにより、前記
した欠点を除いたものである。
とダイオードＤｃに、チヨツパＣＨのオンする毎に転流
コンデンサ電圧に前記した２次巻線Ｎ２の議起電圧（＝
器‐ＶＳ）が加算された電圧が印加されることになり、
電圧耐量の高いものが必要となる欠点を生ずる。第６図
回路は、可飽和リアクトル型変流器ＳＣＴの１次巻線Ｎ
，を電動機に直列接続し、チョッパＣＨのオン直前つま
りチョッパＣＨのオフ時でも１次巻線Ｎ，には電動機電
流が引き続き流れて可飽和リアクトル型変流器ＳＣＴの
鉄心磁束をほぼ正の飽和値に維持することにより、前記
した欠点を除いたものである。
なお、この第６図回路では可飽和リアクトル型変流器Ｓ
ＣＴの１次巻線Ｎ．の飽和ィンダクタンスを転流コンデ
ンサへの過充電々圧に寄与するィンダクタンスとして使
えない欠点が生ずるが、これは電源からチョッハ℃日ま
での配線長を長くする等の方法により十分にカバーでき
る。第７図の実施例は、第３図及び第６図の夫々の特徴
を生かした箇所に可飽和リアクトル型変流器ＳＣＴの１
次巻線Ｎ，を接続したもので、１次巻線Ｎ，に適当なタ
ップを設け、その１部分を電動機と直列に、他の部分を
チョツパと直列になるようにしてある。また、第８図の
実施例では第７図回路と同様に１次巻線Ｎ，に適当なタ
ップを設け、その１部分をチョッパのオフ時に電動機電
流が流れるフリーホイールダイオードＤＦと直列に、他
の部分をチョッパと直列になるようにしてある。従って
、第７図及び第８図の実施例では、可飽和リアクトル型
変流器ＳＣＴの１次巻線Ｎ，を転流コンデンサへの過充
電々圧に寄与するィンダクタンスとして利用できると共
にチョッパのオン時に転流サィリスタとダィオードｌこ
不必要な電圧を印加させることがない特徴がある。従っ
て、第３図回路によれば転流リアクトルとして可飽和リ
アクトル型変流器ＳＣＴを設けることにより、転流パル
ス電流ｉ。
ＣＴの１次巻線Ｎ．の飽和ィンダクタンスを転流コンデ
ンサへの過充電々圧に寄与するィンダクタンスとして使
えない欠点が生ずるが、これは電源からチョッハ℃日ま
での配線長を長くする等の方法により十分にカバーでき
る。第７図の実施例は、第３図及び第６図の夫々の特徴
を生かした箇所に可飽和リアクトル型変流器ＳＣＴの１
次巻線Ｎ，を接続したもので、１次巻線Ｎ，に適当なタ
ップを設け、その１部分を電動機と直列に、他の部分を
チョツパと直列になるようにしてある。また、第８図の
実施例では第７図回路と同様に１次巻線Ｎ，に適当なタ
ップを設け、その１部分をチョッパのオフ時に電動機電
流が流れるフリーホイールダイオードＤＦと直列に、他
の部分をチョッパと直列になるようにしてある。従って
、第７図及び第８図の実施例では、可飽和リアクトル型
変流器ＳＣＴの１次巻線Ｎ，を転流コンデンサへの過充
電々圧に寄与するィンダクタンスとして利用できると共
にチョッパのオン時に転流サィリスタとダィオードｌこ
不必要な電圧を印加させることがない特徴がある。従っ
て、第３図回路によれば転流リアクトルとして可飽和リ
アクトル型変流器ＳＣＴを設けることにより、転流パル
ス電流ｉ。
を常に電動機電流ＩＭに見合った値く例えば、母＝・と
すれキまｉ。＝ＩＭ）に制御されるので、転流サィリス
タＡＴｈの電流容量及び転流コンデンサ容量を低減でき
る効果がある。また、可飽和リアクトル型変流器ＳＣＴ
の変流作用時間７Ｔを所要のチョッパ最小通流率ｙｍｉ
ｎが得られるように設定することにより従釆装置と同様
な広い範囲の電動機制御を行なうことができるものであ
る。なお、以上に述べた実施例は、例えば電気車の電動
機制御の如く負荷が重くて電動機電流の最小制御値が比
較的大きいものに適用でき、この場合にはチョッパＣＨ
の転流サイリスタＡＴｈのゲートには従来回路の如く発
振路出力より与えてもよい。
すれキまｉ。＝ＩＭ）に制御されるので、転流サィリス
タＡＴｈの電流容量及び転流コンデンサ容量を低減でき
る効果がある。また、可飽和リアクトル型変流器ＳＣＴ
の変流作用時間７Ｔを所要のチョッパ最小通流率ｙｍｉ
ｎが得られるように設定することにより従釆装置と同様
な広い範囲の電動機制御を行なうことができるものであ
る。なお、以上に述べた実施例は、例えば電気車の電動
機制御の如く負荷が重くて電動機電流の最小制御値が比
較的大きいものに適用でき、この場合にはチョッパＣＨ
の転流サイリスタＡＴｈのゲートには従来回路の如く発
振路出力より与えてもよい。
つぎに、第３図の回路において、チョッパＣＨを最小通
流率の状態で間引き制御する、つまりチョッ／べ日の転
流サイリスタＡＴｈのゲートに移相器出力の立ち下がり
を微分して与える効果について述べる。
流率の状態で間引き制御する、つまりチョッ／べ日の転
流サイリスタＡＴｈのゲートに移相器出力の立ち下がり
を微分して与える効果について述べる。
例えば、フオークリフト用電動機制御のように非常にノ
ロノロした微速運転が要求される場合には、電動機蟹流
１一の最小制御値（ＩＭ）ｍｉｎも非常に小さな値にす
ることが要求され、このときの転流コンデンサ電圧Ｖｃ
ｏには過充電々圧はほとんどなく電源電圧Ｖｓ一定値に
充電される。このため、電動機電流ＩＮを小さくしよう
としても可飽和リアクトル型変流器ＳＣＴの変流作用時
間７Ｔつまり転流動作時間Ｔｏが大きくなって、所要の
最小値制御ができない。第３図の回路では、チョツパＣ
Ｈの転流サィリス夕ＡＴｈのゲートパルスを主サィリス
タＭＴｈがオンしている条件つまり転流サィリスタＡＴ
ｈのゲートパルスを主サィリスタＭＴｈのオン比率を変
える移相器出力の立ち下がりを微分したもので与えてあ
る。この場合の動作波形図を第９図に示す。なお、チョ
ッパＣＨの最４・滝流率ｙｍｉｎは通常の運転制御で要
求される最小値制御が可能な値としてある。移相器は、
電流制御系からの出力により電動機電流ＩＭが電流指令
ＩＰに追従するようにその出力幅が制御されるが、もし
チョッハ℃日の最小遠流率ｙｍｉｎが大きいため電動機
電流ｌｎが電流指令ＩＰよりも大きい場合には移相器出
力幅が零となり、主サィリスタＭＴｈ及び転流サィリス
タＡｍが共にオンされない。この状態で電動機電流ＩＭ
は減少し、電流指令ＩＰよりも小さくなると移出器出力
が生じて主サィリスタＭＴｈ及び転流サィリスタＡＴｈ
が共にオンされ、電動機電流ＩＭがまた電流指令ＩＰよ
りも大きくなる。以後、この動作が繰返され、電動機電
流ＩＭはほぼ電流指令ＩＰに保たれる。つまり、チョッ
パＣＨは第９図二に示されるようにほぼ最小通流率ｙｍ
ｉｎの状態が間引かれて制御されることになり、チョツ
ハ℃日の通流率が等価的に最小通流率ｙｍｉｎよりも小
さい値に制御できることになる。従って、第３図回路に
よれば従来装置に対して転流サィリスタ電流容量及び転
流コンデンサ容量を低減すると共にチョッパの通流率を
等価的にほぼ零まで連続制御できるので、前記した微速
運転に適した最小電流制御ができる効果がある。以上に
詳細動作を説明したように、第３図回路によれば、転流
ＩＪァクトルとして可飽和リアクトル型変流器を用いて
常に電動機電流に見合った転流動作を行なわせることに
より転流サィリスタ電流容量及び転流コンデンサ容量を
低減できる効果がある。
ロノロした微速運転が要求される場合には、電動機蟹流
１一の最小制御値（ＩＭ）ｍｉｎも非常に小さな値にす
ることが要求され、このときの転流コンデンサ電圧Ｖｃ
ｏには過充電々圧はほとんどなく電源電圧Ｖｓ一定値に
充電される。このため、電動機電流ＩＮを小さくしよう
としても可飽和リアクトル型変流器ＳＣＴの変流作用時
間７Ｔつまり転流動作時間Ｔｏが大きくなって、所要の
最小値制御ができない。第３図の回路では、チョツパＣ
Ｈの転流サィリス夕ＡＴｈのゲートパルスを主サィリス
タＭＴｈがオンしている条件つまり転流サィリスタＡＴ
ｈのゲートパルスを主サィリスタＭＴｈのオン比率を変
える移相器出力の立ち下がりを微分したもので与えてあ
る。この場合の動作波形図を第９図に示す。なお、チョ
ッパＣＨの最４・滝流率ｙｍｉｎは通常の運転制御で要
求される最小値制御が可能な値としてある。移相器は、
電流制御系からの出力により電動機電流ＩＭが電流指令
ＩＰに追従するようにその出力幅が制御されるが、もし
チョッハ℃日の最小遠流率ｙｍｉｎが大きいため電動機
電流ｌｎが電流指令ＩＰよりも大きい場合には移相器出
力幅が零となり、主サィリスタＭＴｈ及び転流サィリス
タＡｍが共にオンされない。この状態で電動機電流ＩＭ
は減少し、電流指令ＩＰよりも小さくなると移出器出力
が生じて主サィリスタＭＴｈ及び転流サィリスタＡＴｈ
が共にオンされ、電動機電流ＩＭがまた電流指令ＩＰよ
りも大きくなる。以後、この動作が繰返され、電動機電
流ＩＭはほぼ電流指令ＩＰに保たれる。つまり、チョッ
パＣＨは第９図二に示されるようにほぼ最小通流率ｙｍ
ｉｎの状態が間引かれて制御されることになり、チョツ
ハ℃日の通流率が等価的に最小通流率ｙｍｉｎよりも小
さい値に制御できることになる。従って、第３図回路に
よれば従来装置に対して転流サィリスタ電流容量及び転
流コンデンサ容量を低減すると共にチョッパの通流率を
等価的にほぼ零まで連続制御できるので、前記した微速
運転に適した最小電流制御ができる効果がある。以上に
詳細動作を説明したように、第３図回路によれば、転流
ＩＪァクトルとして可飽和リアクトル型変流器を用いて
常に電動機電流に見合った転流動作を行なわせることに
より転流サィリスタ電流容量及び転流コンデンサ容量を
低減できる効果がある。
更に本発明の第３図回路によれば、チョッパを最小通流
率の籾態で間引き制御することにより電動機電流を広い
範囲に制御できる特徴がある。本発明の効果について実
験値を示すと、電源電圧Ｖｓ＝３６Ｖ、電動機電流制御
範囲５Ｍ〜６０船のフオークリフト用電動機制御装置に
おいて、第１図の従来回路では転流コンデンサ容量４０
０仏Ｆ、転流サィリスタ電流容量２５帆としていたもの
が、本発明回路（可飽和リアクトル型変流器はケイ素鋼
板でＡ＝６×１０‐６〆、Ｎ，＝３Ｔ，Ｎ２＝５１）に
よれば転流コンデンサ容量２００〃Ｆ、転流サィリスタ
電流容量ｌｏ船とほぼ半減することができた。
率の籾態で間引き制御することにより電動機電流を広い
範囲に制御できる特徴がある。本発明の効果について実
験値を示すと、電源電圧Ｖｓ＝３６Ｖ、電動機電流制御
範囲５Ｍ〜６０船のフオークリフト用電動機制御装置に
おいて、第１図の従来回路では転流コンデンサ容量４０
０仏Ｆ、転流サィリスタ電流容量２５帆としていたもの
が、本発明回路（可飽和リアクトル型変流器はケイ素鋼
板でＡ＝６×１０‐６〆、Ｎ，＝３Ｔ，Ｎ２＝５１）に
よれば転流コンデンサ容量２００〃Ｆ、転流サィリスタ
電流容量ｌｏ船とほぼ半減することができた。
なお、実験において本発明回路には、主サィリスタに流
れる電動機電流を打ち消す転流反転電流が可飽和リアク
トル型変流器の飽和ィンダクタンスのみに制御されて急
峻な電流となるので主サィリスタ電流が打ち消されるま
での時間↑ｗが従来回路に対して小さくなること、及び
可飽和リアクトル型変流器の磁束が負の飽和値附近から
正の飽和値に戻る過程で転流コンデンサ電圧が１次巻素
に母‐ＶＣＯの電圧比で誘起され、この値が転流コンデ
ンサの過充電電圧のために電源電圧Ｖｓよりも大きくな
るので実際に消弧すべき主サィリスタ電流が減少して転
流を楽にしている作用のあることがわかった。これらの
作用が前記した転流コンデンサ容量の半減に少なからず
役立っていることは勿論である。なお、本発明は以上の
実施例に限定されることなく、例えばチョッパ回路とし
て周知の転流サィリスタと転流Ｌ−Ｃ回路が直列接続さ
れたもの、またチョッパのゲート制御回路として移相器
出力の立ち上がりで転流サィリスタをオンするもの（こ
の場合には移相器出力の立ち下がりで主サイリスタをオ
ンすることになる）、さらに電流制御系として移相器の
前段に制御安定要素（一般的には１次遅れ要素）を設け
たもの等に適用できるものである。
れる電動機電流を打ち消す転流反転電流が可飽和リアク
トル型変流器の飽和ィンダクタンスのみに制御されて急
峻な電流となるので主サィリスタ電流が打ち消されるま
での時間↑ｗが従来回路に対して小さくなること、及び
可飽和リアクトル型変流器の磁束が負の飽和値附近から
正の飽和値に戻る過程で転流コンデンサ電圧が１次巻素
に母‐ＶＣＯの電圧比で誘起され、この値が転流コンデ
ンサの過充電電圧のために電源電圧Ｖｓよりも大きくな
るので実際に消弧すべき主サィリスタ電流が減少して転
流を楽にしている作用のあることがわかった。これらの
作用が前記した転流コンデンサ容量の半減に少なからず
役立っていることは勿論である。なお、本発明は以上の
実施例に限定されることなく、例えばチョッパ回路とし
て周知の転流サィリスタと転流Ｌ−Ｃ回路が直列接続さ
れたもの、またチョッパのゲート制御回路として移相器
出力の立ち上がりで転流サィリスタをオンするもの（こ
の場合には移相器出力の立ち下がりで主サイリスタをオ
ンすることになる）、さらに電流制御系として移相器の
前段に制御安定要素（一般的には１次遅れ要素）を設け
たもの等に適用できるものである。
第１図は従来装置の回路図、第２図は第１図従来回路の
動作説明図、第３図は本発明の一実施例を示す回路図、
第４図、第５図は第３図の本発明実施例回路の動作説明
図、第６図〜第８図は本発明の別の実施例を示す回路図
、第９図は本発明の動作説明図である。 Ｍ……電動機電機子、Ｆ……電動機界磁、ＭＳＬ・・・
・・・平滑リアクトル、ＤＦ・・・・・・フリーホイ−
ルダイオード、ＣＨ…・・・チョツパ、ＭＴｈ・・・・
・・主サイリスタ、ＡＴｈ・・・・・・転流サィリスタ
、Ｃｏ・…・・転流コンデンサ、Ｌ。 ・・・・・・転流リアクトル、ＳＣＴ・・・・・・可飽
和リアクトル型変流器、Ｎ．・・・・・・ＳＣＴの１次
巻線、Ｎ２・・・・・・ＳＣＴの２次巻線。弟′図第２
図 第３図 多４図 第５図 多６図 多７図 第８図 峯？図
動作説明図、第３図は本発明の一実施例を示す回路図、
第４図、第５図は第３図の本発明実施例回路の動作説明
図、第６図〜第８図は本発明の別の実施例を示す回路図
、第９図は本発明の動作説明図である。 Ｍ……電動機電機子、Ｆ……電動機界磁、ＭＳＬ・・・
・・・平滑リアクトル、ＤＦ・・・・・・フリーホイ−
ルダイオード、ＣＨ…・・・チョツパ、ＭＴｈ・・・・
・・主サイリスタ、ＡＴｈ・・・・・・転流サィリスタ
、Ｃｏ・…・・転流コンデンサ、Ｌ。 ・・・・・・転流リアクトル、ＳＣＴ・・・・・・可飽
和リアクトル型変流器、Ｎ．・・・・・・ＳＣＴの１次
巻線、Ｎ２・・・・・・ＳＣＴの２次巻線。弟′図第２
図 第３図 多４図 第５図 多６図 多７図 第８図 峯？図
Claims (1)
- １ 直流電源、該直流電源より電力を供給される電動機
、前記直流電源と電動機との間に接続されるチヨツパ装
置、該チヨツパ装置の通流率制御装置を備え、前記チヨ
ツパ装置は主として電動機電流を流すための主サイリス
タと該主サイリスタを転流せしめるための転流サイリス
タと転流エネルギーを蓄えるコンデンサと該転流エネル
ギーを反転せしめる手段とから成り、転流コンデンサを
流れる電流路として転流エネルギー反転路と主サイリス
タ消弧路とを有するものにおいて、前記転流エネルギー
反転手段を、電動機電流路内に接続された第１巻線と、
前記転流エネルギー反転路内に接続された第２巻線とを
備え、電動機電流と転流エネルギー反転電流との間に変
流器作用を有する可飽和リアクトル型変流器としたこと
を特徴とする電動機制御装置。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP52101643A JPS6018196B2 (ja) | 1977-08-26 | 1977-08-26 | 電動機制御装置 |
| US05/936,927 US4209733A (en) | 1977-08-26 | 1978-08-25 | Motor control apparatus with an improved thyristor chopper circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP52101643A JPS6018196B2 (ja) | 1977-08-26 | 1977-08-26 | 電動機制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5436516A JPS5436516A (en) | 1979-03-17 |
| JPS6018196B2 true JPS6018196B2 (ja) | 1985-05-09 |
Family
ID=14306047
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP52101643A Expired JPS6018196B2 (ja) | 1977-08-26 | 1977-08-26 | 電動機制御装置 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4209733A (ja) |
| JP (1) | JPS6018196B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4339701A (en) * | 1980-04-11 | 1982-07-13 | Pritchard Eric K | Switching frequency stabilization and load fault detection in switching amplifiers |
| JPS57202871A (en) * | 1981-06-05 | 1982-12-11 | Hitachi Ltd | Chopper controlling system |
Family Cites Families (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3593089A (en) * | 1969-11-24 | 1971-07-13 | Westinghouse Electric Corp | System for blending dynamic and regenerative braking |
| US3678360A (en) * | 1970-02-02 | 1972-07-18 | Minarik Electric Co | Motor speed control with transformer feedback means |
| US3656039A (en) * | 1970-09-21 | 1972-04-11 | Gen Electric | Direct current control circuit |
| US3777237A (en) * | 1972-03-03 | 1973-12-04 | Gen Electric | Direct current power control circuit |
| US3757180A (en) * | 1972-07-31 | 1973-09-04 | Crown Controls Corp | Speed controller for an electric vehicle |
| US3875486A (en) * | 1973-10-12 | 1975-04-01 | William J Barton | Motor speed control circuit |
| US3854076A (en) * | 1973-11-19 | 1974-12-10 | Gen Electric | Dual level plugging circuit |
| US4057752A (en) * | 1975-10-28 | 1977-11-08 | Towmotor Corporation | Firing control oscillator for a solid state switch |
| JPS5262616A (en) * | 1975-11-19 | 1977-05-24 | Hitachi Ltd | Electric car braking controller |
| US4052625A (en) * | 1976-04-19 | 1977-10-04 | Cameron George L | Motor speed control circuit with overload protection |
-
1977
- 1977-08-26 JP JP52101643A patent/JPS6018196B2/ja not_active Expired
-
1978
- 1978-08-25 US US05/936,927 patent/US4209733A/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5436516A (en) | 1979-03-17 |
| US4209733A (en) | 1980-06-24 |
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