JPS60209833A

JPS60209833A - 抵抗型の半アナログの感知表面上の接触点の座標の決定方法および装置

Info

Publication number: JPS60209833A
Application number: JP59273498A
Authority: JP
Inventors: ボスケン　ドウニ; サルヴアドール　ジヤン―ルイ
Original assignee: Renault SA; Regie Nationale des Usines Renault
Current assignee: Renault SA
Priority date: 1983-12-26
Filing date: 1984-12-26
Publication date: 1985-10-22
Also published as: DK610684D0; EP0147300A3; DK610684A; EP0147300B1; EP0147300A2; ES8605647A1; US4700022A; GB8432442D0; ATE35062T1; DE3472018D1; ES538939A0; GB2154005A; CA1232070A; KR850004630A

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】（発明の利用分野〕本発明は抵抗型の半アナログの感知表面上の接触点の座
標の決定方法および装置に関する。

〔従来技術〕

特にフランス公開明細書第２，５２０，４９８号によっ
て一般にガラス板の支持によって構成され、その支持の
上に一方ではある一定数の抵抗性の信号発生バンドが並
列にその間に取り付けられている二つの端子によって構
成されている格子、他方では上記バンドに挿まれ、各信
号検出バンドの電圧を相ついで読み出すために、別々に
選択手段に接続される導電性の信号検出バンドが設けら
れている型の感知表面が公知である。抵抗性の信号発生
バンドおよび同様比多少とも抵抗を持つことができる導
電性の信号検出バンドは最も屡々ガラス板の上に耐着さ
せられた薄い導電性のエナメルによって構成されている
。導電性の物体、例えば単なる指がこの感知表面の所に
来てそれを押すと、それは少なくとも一つの信号検出バ
ンドと格子の少なくとも一つの信号発生バンドとを相互
に接触させ、選択器の助けでいろいろのバンドを走査す
れば、このことは電圧が検出される信号検出バンドの番
号である座標の一つをディジタルな方法で決定し、その
電圧の価によって他の座標をアナログな方法で決定する
ことを可能にする。

上記フランス公開明細書に記載されているように、上記
信号発生バンドは成可く交互に第１の方向とそれとは反
対の方向に偏極され、信号発生バンドの二つの偏向方向
についである一定数の各信号検出バンドの電圧の測定が
行なわれ、その平均値が計算され、得られた平均の比較
からその物体の座標が導き出される。

このような方法は以上述べられた種類の感知表面の走査
が持っている沢山の問題を解決することを可能にするけ
れども、実施するにはいくつかの困難が残っている。

【発明が解決しようとする問題点）１）操作員の指の先端における電気的な皮膚の接触抵抗
は非常に大きく変化し、最も屡々高＜（５にΩからＩＭ
Ωまで）、格子と信号検出バンドの間で非常に弱い電流
の通過しか許さない。したがって非常に高いインピーダ
ンスを持った検出しか利用できない。

２）ユーザの安全という明瞭な理由から非常に低い励起
電圧しか使用することを許されない。さて、ユーザの体
は接触している指の先まで、回路の他の点との接触ある
いは静電気によって直流電位を、また中でも周囲の寄生
容量に伴うアンテナ効果によって交流電位を伝えている
。これらの二つの効果の組合せは有利なＳ／Ｎ比、およ
びしたがって正確な測定を得ることを微妙にする。

３）一定のノイズに対して有効な信号が変化すると、特
に零に近い低レベルのアナログ測定においては、感知表
面の広がりにわたって相対的誤差の変化が非常に大きく
なる。

４）最後に、古典的な濾波技術を実施すれば、選択器に
よるいろいろのバンドの走査およびいろいろの測定の実
行が長い時間を必要とすることがあり、ユーザにとって
余り実際的ではない。

本発明の目的は、以上述べた種類の感知表面の走査で出
会う、以上の困難を克服することを可能にする、すなわ
ち、安全性、精度および迅速性というあらゆる絶対必要
条件をすべて満足する方法および装置を提供することで
ある。

〔問題を解決するための手段〕

本発明による方法においては、矩形波の電圧パルスを供
給する適当な周波数のクロック信号が使用され、ついで
第１の段階においてはそのクロック信号の位相と一致し
て格子の二つの端子が偏極させられ、交互にクロック信
号の中断期間（ゼロレベル時）および確立期間（ルベル
時）に合わせて各信号検出バンドの電圧に同期したサン
プリングが行なわれ、中断期間と確立期間に対して別々
にある一定数のサンプルの平均がとられ、接触があるか
どうかを検出し、その接触が検出されたバンドの番号に
よってディジタルな座標を決定するために、そのように
して得られた二つの平均が比較され、ついで第２の段階
においては、そのようにして検出されたその同じ信号検
出バンドに切り換えられたままで、各抵抗性の信号発生
バンドの中に交互に一つの方向とその反対方向に電流を
作り出すように、格子の二つの端子がクロック信号によ
ってそれらの間の位相とは反対に偏極させられ、交互に
二つの電流方向について上記信号検出バンドの電圧に同
期したサンプリングが実施され、電流の二つの方向につ
いて別々にある一定数のサンプルの平均がとられ、最後
にアナログ座標を計算する役をするそれらの平均の差が
作られる。

本発明の目的はまた。一方ではある一定の抵抗性の信号
発生バンドが並列にその間に取り付けられている二つの
端子によって構成されている格子、他方では上記バンド
に挿まれ、別々にバンド選択手段に接続される導電性の
信号検出バンドによって構成される半アナログな感知表
面の上の指のような導電性の物体の接触領域の座標（ｘ
、ｙ）の決定のための、以上定義された方法を実施する
ための装置を目的とし、その装置は、クロック信号発生
器、格子の二つの端子の各々をそれぞれ偏極電圧とアー
スに切り換えることができる反転切換え器を形成する手
段を含み、反転切換え器を形成するそれらの手段はクロ
ック信号によって同位相および反対位相に別々に制御さ
れることができ、さらにそのクロック信号と同期するサ
ンプリング装置、クロック信号の二つの半周期について
別々にある一定数のサンプルについて平均を作る装置。

反転切換え器を形成する手段を制御する論理装置を含み
、そのバンド選択手段およびサンプリング装置がサンプ
リングの計数を行ない、二つの座標Ｘ、Ｙの価を決定す
るようになっていることによって特徴づけられる。

本発明の他の特徴は例として示され、図示された実施の
態様の以下の記載から明らかとなろう。

以下のすべてにおいて、ディジタル座標（バンドの番号
）をＹ、アナログ座標（バンド上の位置）を又と呼ぼう
。従来の方法におけると同様に、寄生効果を除去するよ
うに努めながら、ＹおよびＸを相ついで決定しよう。

第１図において、１で抵抗性のバンドを、２で導電性の
信号検出バンドを示した。抵抗性のバンド１は、格子を
構成するために、二つの端子ＡおよびＢの間にすべて並
列に接続されており、他方信号検出バンド２は選択手段
３のそれぞれの入力に個々に接続され、その選択手段３
は出力４でバンド２の電圧の各々を相ついでサンプリン
グすることができる。

従来の装置では一方の端子、例えばＡは常時電位ゼロに
接続されており、他方の端子Ｂは直流電源に接続されて
いるが、本発明の場合には、そうではなくて、第１図に
示されているように、直流電圧＋Ｖｍおよびアースへの
それぞれ別々のＡおよびＢの接続を保証するために、二
つの反転器５および６あるいは簡単な４個のエレクトロ
ニックスイッチの等価な一式が使用される。

したがって、この切換え装置はっぎの四つの切換えの組
合せを可能にする１”）ＡおよびＢをアースへ、２”）ＡおよびＢを電圧＋■鵬へ、３°）Ａをアースへ、Ｂを＋ＶＩＢへ（第１図の場合）
、４”　）Ａを＋■鵬へ、Ｂをアースへ。

最初の二つの組合せは方法の第１の段階（Ｙの決定）で
有効に使用され、後の二つの組合せは方法の第２の段階
（Ｘの決定）で使用される。

本発明によれば、図には示されていない通常の装置によ
って作り出された、できる限り高い周波数のクロック信
号が使用される。このクロック信号は、第２図ａに示さ
れているような矩形波の電圧曲線の形をしている。この
クロック信号は以上述べられた最初の二つにおいて交互
に反転器ＡおよびＢの反転を制御するために使用される
。

クロック信号の中断期間（レベルゼロ）はＡおよびＢの
アースへの接続を作り出し、それに反して確立期間（レ
ベル１）はＡおよびＢの電圧＋Ｖｍへの接続を作り出す
。

同時に、選択器３は今の所ある一定のバンドに位置させ
られていると仮定される。第２図すは実線の線分によっ
てそのバンド上の指の接触の長さを表わす。そのことは
複数のクロック信号に亘る導通となる。

第２図Ｃは第１図中７で図式的に表わされている測定装
置の中で得られた信号を近似的に示す。

接触がなければ、その信号は単に格子によって検出され
る寄生作用を示し、それに反して第２図すの線分に対応
する領域においては、ＡおよびＢがアースに接続されて
いるときよりもＡおよびＢが＋Ｖｎ＋に接続されている
ときに高いレベルが得られる。さらに、この場合には、
ユーザの体による周囲の寄生信号の検出の故に、ノイズ
レベルもより高い。

沢山の寄生信号を含んでいるこの曲線から出発して、本
発明によって、クロック信号に同期した２重サンプリン
グを使って正確な信号が抽出される。サンプリング１は
クロック信号の中断期間の中での約１ｍｓの短い長さに
対応し、他方サンプリング２もまたクロック信号の確立
期間の中での類似の長さの短い期間に対応する。第２図
Ｃの曲線に加えられる第２図ｄおよびｅによるサンプリ
ングは第２図ｆ上の諸点によって示された測定を得るこ
とができるようにする。座標方向の各点の高さは考えて
いるサンプルで行なわれた測定のレベルに対応する。

そのとき、奇数番目のサンプルの平均と偶数番目のサン
プルの平均を別々に行なえば、接触領域の外では事実上
同じ価が得られ、接触領域では比較的具なった価Ｍ１と
Ｍ２が得られることが見られる。

定められた数（例えば１０程度）のサンプルで平均Ｍ１
とＭ２が前もって定められた閾値よりも大きな量だけ異
なっていると、高い正確さで接触の存在を検出したと言
うことができる。そうでなければ、そのテストはネガテ
ィブである。すなわち、差がその閾値以下であれば、つ
ぎの信号検出バンドに移るために、選択器３を一つだけ
動かす。

同期した検出のためには、励起信号の周波数を最も好ま
しくない周囲の寄生信号の周波数の整数倍でも半整数倍
でもないように選ばなければならないことがわかってい
る。寄生信号が非常に低い周波数を持っているときには
、特に商用電力網によって誘起される寄生信号の場合に
そうであるように、この拘束は満足するのが難しいこと
があり得る。この理由から、本発明によれば、テストの
畏さ、したがって走査サイクルの周波数に作用を及ぼす
他の手段が使用される。例えば第３図に５〇七ア寄生信
号のレベルの代表的な曲線が見られる。

下に画かれた線分は特定の信号検出バンドに対応するテ
ストの発生および長さを表おす。１回目が最大のノイズ
の結果ネガティブなテストに導いても、２回目は、ノイ
ズレベルが最低であるから、使用できるテストを与える
だろうということが見られる。

この結果を得るために、本発明によれば級数２Ｆｒ／（
ｎ＋１／２）の項の中からサイクル周波数が選ばれる。ここでＦｒは
商用電力網の周波数であり、ｎは正の整数またはゼロで
ある。すなわち、最も普通である５〇七の場合、ｎはつ
ぎの価である。

２０〇七、　６７Ｈｚ、　４０七・・・・・・　。

クロック信号の半サイクル中に信号検出バンドを非常に
速く走査しても、以上述べた方法の結果と等価な結果に
到達することができる。この場合には、信号検出バンド
の各々に関する平均の計算ができるように、それらのバ
ンドの各々のサンプルの列を別々に並列に記憶させなけ
ればならない。

励起および走査周波数については、同じ考察が適用され
る。第４図には、各バンドの偶数列および奇数列のサン
プリングについて、同じ１本の線に再グループされたい
ろいろなサンプリングの特性的なサンプルが見られる。

信号検出バンドを以上の変形にしたがって処理される束
に再グループして、以上の二つの方法を組み合わせるこ
ともできる。このことは、大きな数のバンドを含んでい
る非常に大きな表面の場合に、速さとメモリの大きさの
間の最良の妥協をめることができるようにする。

アナログ座＠Ｘの測定を行なうために、接触している信
号検出バンドの番号に目印をつけ、選択器３を目印をつ
けられたその同じバンドに接続されたままにして、手続
きはなお続行される。そのため、クロック信号によって
反転器５および６を制御し続けるが、反対位相において
である。すなわち、前に調べた四つの組合せのうちの最
後の二つである。例えば、第７図ａおよび第７図すの曲
線で示されているように、Ａをクロック信号と同相、Ｂ
をクロック信号と反対位相にすることができる。

第５図は、Ａをアースに接続した場合における、抵抗性
のバンド１および絶縁された信号検出バンド２を図式的
に示し、第６図は、Ｂをアースに接続した場合の等価な
図を示す。これらの図において、ハツチングを施された
表面８は指の接続面を表わす。その指は実際ＡとＢの間
に取り付けられた抵抗１によって構成されるポテンショ
メータのカーソルの役を果し、信号検出バンド２が（そ
の固有の抵抗が何であっても）その電圧の伝達を保証す
る。

第５図の場合においては、フランス特許公開明細書筒２
，５２０，４９８号に示されているように、測定電圧Ｍ
１は横軸ｘ１の関数としてで表わされ、第６図の場合においても同様にＸ２＝Ｌ（
１−−）　または　Ｍ２＝（１−−）ＶＩＩＶ＋ｉ　Ｌで表わされることが示される。

これらの式は、接触が正確で、点状で寄生信号がなく、
したがってＸ１＝Ｘ２であれば、Ｍ１＋Ｍ２＝Ｖｍであ
ることを示す。変化する寄生信号の結果、一般にはそう
ではなく、ＸｌおよびＸ２について得られた価は異なっ
ている。そのときにはＸｌとＸ２の間の平均を作るよう
に導かれる。

このことは価として次式を与える。

方法の第１段階におけると同様にして、ここでもなおＭ
ｌおよびＭ２は同期したサンプリングおよび寄生効果を
最大限に除去するために、ある一定数（例えば１０程度
の）の測定について別々の平均を作ることによって得ら
れる。そのうえ、ここでは特に簡単な有効性の判断基準
を利用できる。

それは和Ｍｌ＋Ｍ２−Ｖｍが絶対値で許容できる誤差の
閾値以下であるかどうかを確かめることにある。第８図
のフローチャートに明瞭に読み取られるように、そうで
あればその測定は有効であり、そうでなければ測定操作
を再開する。この有効性の判断基準は、一連のサンプリ
ング中に二つの平均Ｍ１およびＭ２を同じ方向に移動さ
せる効果を持っている非常に低い周波数の擾乱に対して
特に有効である。

このように対称にされたＸの計算式は測ろうとする電圧
が殆どゼロであり、そのことによって擾乱に対して非常
に感じ易い端の効果をマスクするという利点を持ってい
ることには注意しなければならない。

本発明は、したがって、二つの数値ＸおよびＹに到達す
るために、常に公知の種類の半アナログな感知表面から
出発する。すべての場合に同様に、また方法の相連続す
る段階において、同じ量の相連続する複数の価でサンプ
リングを行ない、ついで偶数列の測定と奇数列の測定に
ついて別々にそれらの価の平均を作る。

しかしながら、これらの平均を作る方法で互に異なる複
数の変数が可能である。第９図の実施の態様においては
、感知表面１，２およびその二つの反転ｌＩ５および６
、および有利にはエレクトロニラフマルティプレクサで
構成される選択器３が見られる。第１図の測定装置７は
、この場合には、ライン４の各電圧をディジタルな測定
に変換するアナログ／ディジタル変換器、ついでメモリ
を備え、算術的な割算によって平均Ｍ１およびＭ２を計
算するためにいろいろの価Ｍ　１　（ｉ　）およびＭ　
２　（ｉ　）の数値の和を作るマイクロプロセッサ１０
によって構成され、それらの平均が第８図のフローチャ
ートにしたがってＸおよびＹを作るために処理される。

このマイクロプロセッサはまたクロック信号発生器を与
えられ、第９図に接続１１によって図式的に示されてい
るように、それ自体反転器５および６、マルティプレク
サ３および変換器７の制御を行なうことができる。

第１０図の実施の態様においては、マルテイブレクサ３
から出る測定線までは同じ要素が見られるが、この実施
の態様は測定値の平均の作り方で異なっている。実施、
この場合には、一方では対応する信号の平均を作るため
にアナログな仕方で動作し、他方ではアナログ−ディジ
タル変換器７の上流に設けられており、それぞれ価Ｍ１
およびμ２に帰属させられる二つの平均＠１２および１
３が使用される。その変換器は、そのようにして、アナ
ログな平均の最終結果のみをディジタルな測定値に変換
し、マイクロプロセッサ１０がメモリの大きな部分を減
らされていることを除いて、残りの部分は第９図の場合
に似ている。

また、第１１図に示されている様に、アナログ平均器に
およびＢを実現するために、簡単に低域通過フィルタあ
るいはまた、エレクトロニック切換え器１４が閉じられ
ている非常に短いサンプリング時間中のみ抵抗Ｒを通し
て容量Ｃの充電を行なう、サンプリング−ブロッキング
回路のような回路を使用することができる。サンプリン
グ期間の外では、容量Ｃは一定の価に充電されたままで
ある。

この回路図の動作が第１２図に示されている。その図で
は第１２図ａにサンプリングパルスの曲線が、第１２図
すに装置の出力電圧が見られる。それは、コンデンサＣ
が最初放電させられていると仮定し、階段状の充電曲線
にしたがっているコンデンサ電圧Ｃを増幅して示してい
る。

その回路は性質がわかっている低域通過ＲＣセルのよう
に振舞うことに注意することができる。

１、がサンプリング信号の長さ、ｔｂがブロッキング期
間（休止）を表わすとすれば、ｎ個のサンプルについて
平均を作る長さはｎ　（ｔｅ　＋　ｔｂ）である。

等価なＲＣセルの時定数はＲＣ（ｆ：ａ　＋ｊｂ）　／
　ｊｓである。したがって、サイクリックな比ｔｅ／ｌ
ｈをただ一つのパラメータとして、小さな構成成分Ｒお
よびＣを使って優れた濾波を得ることが可能である。

回路の優れた動作を得るためには成可くっぎのように選
ぶ。

ｔｅ　＜　ＲＣｎ　”ｔｅ　＞　３　ＲＣフィルタの時定数を、物理的な構成成分ＲおよびＣを変
えることなしに、ｔｌＩおよびｔトの長さに作用を及ぼ
しながら制御プログラムによって変えることができるこ
とには注意しなければならない。

特に、ノイズの除去と反応の総時間の間の関係を最適化
するために検出（Ｙ）のためと測定（Ｘ）のためとで異
なった複数組のパラメータ（ｎ、ｔｅｌ。

ｔｂ）を採用することが可能である。この調節は勿論サ
ンプリング周期の調節とは無関係である。後者は周囲の
ノイズを良く除去するために前に述べた指針にしたがっ
てなされなければならない。

この種のアナログ平均器の本発明による方法および装置
への応用が第１３図および第１４図に示されている。そ
れらの図では第１３図ａではクロック信号、第１３図す
およびＣではそれぞれ二つの測定Ｍ１およびμ２に対応
する二つのサンプリング信号、最後に第１３図ｄおよび
ｅではそれぞれそれらに対応する二つのフィルタの出力
が見られる。

例として、つぎの価を採用することができる。

ｔｂ＝　３００　μ５ｎ＝２０Ｒ、Ｃ、＝　１００　ｐ　ｓ変形として、以上の二つの平均器１２および１３の代り
に、直接減算Ｍ２−Ｍｌを行なうように接続して、ただ
−っのアナログ平均器を使用することができる。そこで
は簡単さが得られるが、Ｘの測定の際に有効さの判断基
準の恩恵を失う。

このアナログサンプリング−ブロッキング回路を使った
場合には、コンデンサが最初充電されていることに基因
する。一つの測定かつぎの測定に尾を引くという不都合
な効果が生じる。この不都合はコンデンサを例えば０ま
たはＶｍ／２のような適肖な電圧に前もって前充電し、
結果として誤差を補正して除去することができる。

もっと興味深い変形はサンプリング信号を、第１４図に
示されているように、最初の信号を平均器の時定数を越
えて長くなるように変更することにある。この変形は、
平均の決定に必要なサンプリングの数を減少させて、検
出および測定を加速することができる。

最後に、以上の記載で使用される“平均′″という語は
広い意味で理解されなければならず、最小自乗ｉあるい
は他の類似の方法による平均以外の算術平均も含むこと
が理解さおなければならない。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一般的な切換え回路図、第２図から第
４図まではディジタル座標の決定に関する時間の関数と
しての代表的な電圧曲線を示す図、第５図および第６図
はアナログ座標の決定を示す、簡単化された電気回路図
、第７図はその決定を表おす曲線、第８図は方法の一般
的なフローチャート、第９図は完全にディジタルな装置
の全体ブロック図、第１０図は平均のアナログ処理のた
めの変更されたブロック図、第１１図はアナログ平均器
の構造の一つを表わす詳細図、第１２図は第１１図の装
置の動作を表ねす時間の関数としての電圧曲線を示す図
、第１３図および第１４図は本発明におけるこれらの装
置の動作に対応する曲線を示す図である。１・・・信号発生抵抗性バンド２・・・信号検出導電性バンド３・・・選択手段　Ａ、Ｂ・・・端子Ｘ、Ｙ・・・座標代理人弁理士　中　村　純之助

Claims

【特許請求の範囲】

（１）二つの端子（Ａ、Ｂ）の間に並列に取り付けられ
ている、ある一定数の抵抗性の信号発生バンド（１）に
よって構成されている格子と、その抵抗性の信号発生バ
ンドに挿まれ、別々に選択手段（３）に接続された導電
性の信号検出バンド（２）とを有する絶縁性の支持体に
よって構成され、上記信号発生バンドが交互に第１の方
向とそれとは反対の方向に偏極され、信号発生バンドの
二つの偏向方向についである一定数の各信号検出バンド
の電圧の測定が行なわれ、その平均値が別々に計算され
、得られた平均の比較から指のような導電性の物体の座
標が導き出される、その物体の接触領域（８）の座標（
Ｘ、Ｙ）の決定方法において、ａ）第１の段階において、クロック信号の位相と一致し
て格子の二つの端子（Ａ、Ｂ）が偏極させられ、交互に
そのクロック信号の中断期間（Ｍｌ（ｉ））および確立
期間（Ｍ２（ｉ））に合わせて各信号検出バンドの電圧
に同期したサンプリングが行なわれ、中断期間と確立期
間に対して別々にある一定数のサンプルの平均（Ｍｌ、
Ｍ２）がとられ、接触があるかどうかを検出し、その接
触が検出されたバンドの番号（ｎ）によってディジタル
な座標（Ｙ）を決定するために、そのようにして得られ
た二つの平均が比較され、ついで。ｂ）第２の段階において、その選択手段がそのようにし
て検出されたその同じ信号検出バンド（ｎ）に切り換え
られたままで、各抵抗性の信号発生バンド（１）の中に
交互に−っの方向とその反対方向に電流を作り出すよう
に、格子の二つの端子（ＡＩＢ）がクロック信号によっ
てそれらの間の位相とは反対に偏極させられ、交互に二
つの電流方向について上記信号検出バンド（２）の電圧
（Ｍｌ（ｉ）、Ｍ２（ｉ））に同期したサンプリングが
実施され、電流の二つの方向について別々にある一定数
のサンプルの平均（Ｍｌ、Ｍ２）がとられ、最後にアナ
ログ座標（Ｘ）を計算する役をするそれらの平均の差が
作られることを特徴とする方法。
（２）第２の段階において、最高電圧（Ｖ　ｖｓ　）に
おいて比較される二つの平均の加算（Ｍ１十Ｍ２）もま
た行なわれ、それらの二つの値の差の絶対値が定められ
た閾値以下であるときにのみ、そのアナログ座標（Ｘ）
の計算を有効にすることを特徴とする特許請求の範囲第
１項記載の方法。
（３）それらの二つの段階において、それらの平均値（
Ｍｌ、Ｍ２）がその選択手段によってサンプリングされ
た電圧（Ｍｌ（ｉ）、Ｍ２（ｉ））のアナログ／ディジ
タル変換、ついでそのようにしてディジタル化された価
について算術による平均計算によって作られることを特
徴とする特許請求の範囲第１項又は第２項の一つに記載
の方法。
（４）それらの二つの段階において、平均信号を作るた
めに、それらの平均値（Ｍｌ、Ｍ２）が低域通過濾波、
ついでその平均信号を検出（Ｙ）および計算（Ｘ）に利
用することができる価に変換するアナログ／ディジタル
変換によって作られることを特徴とする特許請求の範囲
第１項又は第２項の一つに記載の方法。
（５）少なくとも一方の段階において、平均がサンプル
についての最小自乗法計算によって作られることを特徴
とする特許請求の範囲第１項又は第２項の一つに記載の
方法。
（６）サンプリングの周期が、Ｆｒを商用電力網の周波
数、ｎを小さな値の整数またはゼロとして、２・Ｆ　ｒ
／　（ｎ　＋　１／２）で表される級数の最初の複数の
項の中から選ばれることを特徴とする特許請求の範囲第
１項乃至第５項のいずれか一つに記載の方法。
（７）その低域通過フィルタが、各段階において、最適
の結果を得るために、サンプリング信号のサイクリック
な比に作用を及ぼして時定数が変更されるサンプリング
−ブロック器で作られていることを特徴とする特許請求
の範囲第４項記載の方法。
（８）それらの二つの段階において、一方の種類が他方
に対して極性反転して加えられる、はっきりわかれた二
つの種類の測定を集積するためにただ一つの平均器が使
用されることを特徴とする特許請求の範囲第４項記載の
方法。
（９）二つの端子（Ａ、Ｂ）の間に並列に取り付けられ
ている、ある一定数の抵抗性の信号発生バンドによって
構成されている格子と、その抵抗性の信号発生バンドに
挿まれ、別々に選択手段に接続されている導電性の信号
検出バンドとによって構成される半アナログな感知表面
の上の指のような導電性の物体の接触領域の座標（ｘ、
ｙ）の決定のための装置において、クロック信号発生器
、格子の二つの端子（Ａｔ　Ｂ）の各々をそれぞれ偏極
電圧とアースに切り換えることができる反転切換え器（
５，６）を形成する手段を含み１反転切換え器（５，６
）を形成するそれらの手段がクロック信号によって同位
相および反対位相に別々に制御されることができ、さら
にそのクロック信号と同期するサンプリング装置、クロ
ック信号の二つの半周期について別々にある一定数（工
■）のサンプルについて平均を作る装置、反転切換え器
（５，６）を形成する手段を制御する論理装置（ｌＯ）
を含み、そのバンド（ｎ）選択手段およびサンプリング
装置（３）がサンプリング（ｉ）の計数を行ない、二つ
の座標（Ｘ、Ｙ）の価を決定するようになっていること
を特徴とする装置。
（１０）その平均を作る装置が論理装置（１０）および
その上流に置かれているアナログ−ディジタル変換器（
７）を含むことを特徴とする特許請求の範囲第９項記載
の装置。
（１１）その平均を作る装置がアナログ−ディジタル変
換器（７）の上流に設けられた少なくとも一つの平均器
（１２，１３）を含み、そのアナログ−ディジタル変換
器（７）自体は制御論理装置（１０）に先行しているこ
とを特徴とする特許請求の範囲第９項記載の装置。