JPS60210188A - 誘導モ−タのすべり制御システム - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 この発明は、誘導モータのためのモータ制御システム、
より特定すれば、誘導モータサーボ制御システムにおい
てモータが動作する際のすべりを制御して与えられた条
件下における最適トルクを発生するための改良された方
法及び装置に関するものである。

発明の背景 ＤＣモータは一概して広範囲の速度及び種々の条件下に
おいて正確な制御が可能であるため、可変速モータにお
いて多年用いられてきた。ＤＣモータにおいては、巻線
電流によってモータトルクを制御するものであり、この
巻線電流は所望の動作を得る正確な制御を行うため直接
測定することができる。

一方、ＡＣ誘導モータにおいては、トルク１よロータ中
に誘導される電流の関数てあり、その電流はまたすへり
、すなわちステータにより生成される回転磁界とロータ
間の速度差の関数である。回転磁界の速度は巻線励磁電
流の周波数により決定される。しかしながら、いわゆる
すべりに基づいてロータ速度はモータに要求されるトル
クに関係した可変量だけその回転磁界速度から相違する
ものである。ＡＣ誘導モータのロータ速度を正確に制御
することは、可変トルクにおいては特に困難である。か
くしてＡＣ誘導モータはＤＣモータよりかなり廉価であ
るという理由を考慮してもそれらは正確な速度制御が要
求される分野には用いられなかった。

誘導モータのサーボ速度制御を行う従来の１つの試みは
、たとえば米国特許第３５９３０８３号及び同第３８２
４４３７号に記載されたようなパベクトル変換制御”（
Ｔｒａｎｓｖｅｃｔｏｒ　ｃｏｎｔｒｏｌ）法である。

誘導モータのサーボ制御は、モータ空隙中の磁界条件を
検出するか、またはステータ電圧及び電流のベクトルか
ら磁界ベクトル値を引出すかのいずれかによって達せら
れる。次いで、磁界ベクトルに従ってインバータが制御
され、これによってモータに対し所望の位相、周波数及
び振幅を有する付勢信号が供給される。このシステムの
機能は、負荷時の定格運転速度において最もよく発揮さ
れるが、低速条件下においては貧弱な制御機能しか発揮
できないのが欠点である。すなわち、このような条件下
においてモータ中の磁界は比較的弱いかまたは存在せず
、したがって正確に検出することが困難だからである。

これについて計算された磁界ベクトルは積分を必要とし
、そのためゼロ速度における有益な制御情報を提供する
ものではない。その結果、磁界ベクトルに基づく効果的
な制御は低速では実現できないことが明らかである。さ
らに、低速においては過大な電力消費による好ましくな
い発熱状態が発生ずる。

別の試みの１つは１９８１年８月３１日付でシェームス
　Ｓ、ホヮイテッドによってなされた米国特許願第２９
７８０９号において開示されたものであり、これはすべ
り率を特定のモータについて経験的に決定し、これらの
すべり率をもってサーボ速度制御を行うに必要なトルク
を発生するためのすべり及び振幅を有する合成正弦波付
勢信号を発生するようにしたものである。このすべりは
所望の速度と現実の速度との差、すなわち速度サーボ誤
差の関数である。この試みは、磁界ベクトルを検出もし
くは計算する必要がないため、定格速度値の負荷条件下
では効果的な制御を提供するものである。

しかしながら、後者のシステムは、軽負荷動作時におけ
る幾つかの不安定性に関する問題を含んでいる。これら
の問題は、「励磁角制御による誘導モータの過渡応答を
改善するための制御システム、と題するこの出願と同時
に特許出願された同一発明者による発明技術を用いるこ
とにより克服することができる。この試み（前記すべり
重設定法）は、特にモータの前記定格速度を上回る高速
範囲においである種の制御不安定を伴うものである。

この発明の１つの目的は、上記の高速度下における不安
定性を排除するものである。

本発明の別の目的は、モータのゼロ速度から定格速度の
数倍程度までの範囲にわたって効果的に速度制御するこ
とができる誘導モータ制御システムを提供することであ
る。

発明の要約 この発明に従ったシステムにおいては、ステータ電流を
測定し、すべり指示は速度モータ信号ではなく、このス
テータ電流を用いて発生される。

すなわち、速度誤差は理論上ステータ電流に比例し、両
者はすべり及びトルクに比例すべきものである。しかし
ながら、実際のシステムにおいてはこれらの関係は常に
成立するものではなく、したがって発生中のトルクは速
度命令を満足するには不十分なものとなる。特に、困難
な動作範囲はモータへの印加電圧が最大値に達する部分
であり、この部分では印加電圧を増大させることによっ
て、より大きいステータ電流を直ちに供給することがで
きないという欠点を有する。別の問題点は、励磁ベクト
ルに関する磁界ベクトルの位相ずれのため、増大するす
べりがトルクを増大させず、むしろ減少させることがあ
るという不都合である。これらの範囲における問題は、
本発明においてすべりを速度誤差または他の制御変数で
はなく、ステータ電流の関数として発生ずることにより
実質的に排除される。

本発明の好ましい実施例によれば、すべり／アンペア比
をゼロ速度からほぼ基本速度までの範囲において一定に
維持し、その後ロータ速度が基本速度を越えて上昇する
とき、指数関数的に増大させるものである。基本速度は
それを越えると正常なボルト／ヘルツ（電圧／周波数）
関係が維持できなくなるというロータ速度である。すな
わち、モータ励磁電圧は適用可能な最大電源電圧に接近
しようとすると、前記のような基本速度が定まるだけで
ある。通常、基本速度は公称電圧周波数（例えば、６０
　Ｈｚ）において定格負荷条件で作動するモータのロー
タ速度に対応する。本発明のシステムによれば、効果的
な速度制御は基本速度を上回る部分でよく発揮されるも
のである。最高の性能は、回転速度と基本速度との差の
約２乗（より好ましくは１．９乗）だけ、すべり／アン
ペア比を増大させることにより基本速度を上回る範囲に
おいて達せられる。

詳細な説明 第１図は本発明に従って三相誘導モータ（１２）を制御
するためのシステムの全体を示すブロック線図である。

モータシャフトにはタコメータ（１４）が結合され、こ
れによってロータ速度に比例したＤＣ帰還信号が提供さ
れ、タコメータ帰還信号は速度サーボ回路（１０）にお
ける端子（９）に加えられた速度命令信号と比較され、
これによって速度誤差が発生する。システムの残りの部
分は、正確な振幅及び周波数を有する三相電流によりモ
ータを付勢して速度命令により指示された速度を維持す
るように動作するものである。

モータ速度パルス列発生器（１５）は、タコメータ（１
４）からのモータ速度指示に応答してロータ速度に比例
したパルス周波数を有する直列パルス列からなる“速度
パルス列゛を発生する。パルス発生器（１５）はその最
も単純な形態において電圧制御発振器（ＶＣＯ）を構成
するものであり、印加電圧の大きさに比例した度合いに
おいて出力パルスを発生するものである。

回路（１６〉は“すへりパルス列“とじて紹介する第２
の直列パルス列を発生する。これらの°°速度パルス列
゛°及び°すヘリパルス列゛は、パルス加算ｌ路（１８
）において結合される。結合されたパルス列における１
秒間あたりパルス数は速度パルス列における１秒間あた
りパルス数より大きいかまたは少ないものであり、その
差はすへりパルス列における１秒間あたりパルス数であ
る。結合されたパルス列はカウンタ（１９）に供給され
、ここでパルス列はベクトル位置を指示する並列デジタ
ルフォーマットに変換される。カウンタか典型的な８ヒ
ツトカウンタてあれば、総出力は２５６の異なったベク
トル位置、すなわちゼロから２５５まて変化し、さらに
これを繰返すというカウンタ出力となる。

ノノウンタ（１９）からのベクトル出力は内部に正弦値
を記憶したＦＲＯＭ（プログラマブル読み出し専用メモ
リ）　（２４）〜（２６）に対しアドレス入力として供
給される。これらＦＲＯＭはデジタルへクトル位置のデ
ータを正弦波振幅値に変換する。各ＰＲＯＭ中に記憶さ
れた正弦波は互いに１２０°及び２４０°電気角だけ位
相がずれており、これによってＦ　ＲＯＭ（２４＞−（
２６＞の出力は掛は算ＤＡＣ（デジタル／アナログ変換
器）（２７）〜〈２９）にそれぞれ供給され、アナログ
正弦波に変換される。速度サーボ回路（１０）の速度誤
差信号は掛は算ＤＡＣに供給され、これによって正弦波
出力の振幅が速度誤差の大きさに従って変化するように
なっている。

かくしてＤＡＣ（２７）〜（２９）の出力は速度誤差に
化倒した振幅を有する三相アナログ電圧信号となる。

ＤＡＣの出力に現われた電圧信号は、次いてＰＷＭ（パ
ルス幅及び変調）増幅器（３３）〜（３５）によりモー
タ励磁電流に変換される。電流検出器（３６）〜（３８
）はモータ（１２）に供給される電流の大きさを検出し
、加算結節点（３０）〜〈３２〉への対応する帰還電圧
を発生する。この帰還電圧はＤＡＣ（２７）〜（２９）
からの電圧出力と比較され、これによってＰＷＩＶＩ増
幅器を駆動する誤差信号が引出される。ＰＷＭ増幅器は
ＤＡＣ（２７）〜（２９）の出力に現われた電圧信号に
対応するモータ励磁電流を発生するものである。

制御システムのためのすへり信号は、回路（４１）〜（
４８）により合成され、すへりパルス列を発生するため
の電圧制御発掘器■Ｃ○（１６）に供給される。

より特定すれば、電流検出器（３６）〜（３８）からの
電流信号は整流／加算回路〈４１）に供給され、ここで
加算及び整流された信号はモータのステータ電流に比例
したＤＣ信号となる。回路（４１）の出力は信号に定数
に、を乗じる回路（４８）を介して加算回路（４４）の
一方の入力に供給される。回路（４１）の出力はまた対
数比増幅器（４３）及び信号に定数に２を乗じる回路（
４７〉を介して加算回路〈４４）の他方の入力に供給さ
れる。加算回路（４４）は加えられた信号を加算してず
へりに比例した信号を発生し、これは“すヘリパルス列
パを発生するためのＶＣＯ（１Ｇ）に供給される。

基本速度以上検出回路〈４２）は、タコメータ（１４）
からの信号により代表される現実の速度を基本速度回路
（４５）からの一定電圧により代表される基本速度と比
較するものである。回路（４２〉はロータ速度が基本速
度を上回っている限りロータ速度と基本速度との間の差
に比例した信号ΔＳ、を発生ずる。信号ΔＳ並びに回路
（４１）の出力は対数比増幅器（４３）に供給され、こ
の増幅器信号ΔＳのＭ乗と回路（４１）からの信号との
積に対応する出力を発生する。Ｍを表わす定数は回路（
４６〉より供給される。

Ｍの１直は約２である。

すべり、ステータ電流及びロータ速度の関係は第３図に
示されている。ゼロから基本速度までの範囲において、
対数比増幅器の出力はゼロもしくは近似ゼロであり、し
たがってずへりはステータ電流に直接比例する。換言す
れば、この範囲においてずべり／アンペアは回路（４８
）におけるに１の設定により定まった定数となる。対数
比増幅器は基本速度の上に、速度上昇の際の指数を増大
（Ｍに向かって）させるための補助信号を重ねるもので
ある。すなわち、速度上昇する際、電流増加のインクリ
メントあたりのすへり付加のインクリメントはより大き
くなる。重畳成分は回路（４６）及び（４７）からの埴
に２及びＩＶＩによって決定される。

本発明に従ったすべりの式は次の通りである。

ＩＶＩ すべり−１ｓＫ＋＋　１ｓＫ２［Ｗｒ−Ｗｂｌ（Ｗｒ＞
Ｗｂについて） ＋ｓ−ステータ電流 ■ぐ１、　Ｋ、、　Ｍ一定数 ’ｖＶ　ｒ−ロータ速度 ｗｂ−基本速度 基本速度ｗｂは、モータの負荷定格回転速度として設定
されるか、またはなるへくならモータを動力計上でテス
トすることにより決定される。曲線が一定電流における
最大トルク対ロータ速度を生ずるすべり値を示す動力計
データから作図される場合には、これらの曲線は第３図
に示すような形状を有することになる。基本速度は曲線
が指数関数的に上昇し始める点に対応する。この点は通
常、基本速度（全負荷運転速度）として定義される速度
より幾分低いものである。これはシステム電圧が通常、
モータの定格電圧より幾分低いからである。

定数に１は基本速度設定において用いられたものと同し
曲線から決定される。基本速度以下の範囲においてに、
はそれがステータ電流を乗ぜられたとき、生ずる最大ト
ルクに対応するすべり埴である。定数に２及びＭは同様
に決定され、基本速度を上回る範囲における曲線に適合
するものである。最大トルク値を越えた運転は要求され
ないため、定数ｌぐ、及びに２はその最大値より幾分低
く設定されるべきである。

たとえば、アメリカ合衆国アーク　フォートスミスのポ
ールグーエレクトリック　力クパニイから製造販売され
ているような線間巻線電圧１８６■、周波数６０Ｈｚに
おける定格速度１７６０ＲＰＭの三相四極型誘導モータ
を制御するシステムにおいては、次のようなパラメータ
を採用することにより最も好ましい動作結果を得ること
ができた。

１（、＝０．０２Ｈｚ／ＲＩＶＩＳ静止電流に２＝０．
５６Ｈｚ／ＲＭＳ静止電流 Ｍ＝１．９ Ｗｂ＝１００ＯＲＰＭ これによりモータはゼロ〜６０００ＲＰＭの速度範囲に
おいて効果的に制御された。

第１図のブロック線図における回路（１６）及び（４１
）〜（４８）は、第２図においてより詳細に示されてい
る。

整流／加算回路（４１）は電流検出器（３６）〜（３８
）（第１図）からの各相毎の電流信号を受入れる。これ
らの信号はそれぞれ入力抵抗（５４）〜（５６）を介し
て演算増幅器（５０）〜（５２）の反転入力に供給され
る。

ダイオード（５７）〜（５９）のカソードは演算増幅器
の出力に接続され、その出力信号を整流する。抵抗（６
０）〜（６２）は各演算増幅器の入出力間にわたして接
続され、必要な帰還回路を形成する。整流信号は入力抵
抗（６４）〜（６６）を介して加算結節点（６７）に接
続され、この加算結節点は演算増幅器（６８）の反転入
力に接続される。キャパシタ（７０）及び抵抗（７１）
の並列回路が前記演算増幅器（６８）の入出力間にわた
して接続され、必要な帰還回路を形成して出力信号を平
滑化するものである。かくして各相電流を表わす信号は
整流され、かつ加算されて回路（４１）の出ノＪにおい
てステータ電流の大きさを代表するＤＣ信号Ｉｓを発生
する。

基本速度以上検出回路（４２）はいずれも非反転入力が
接地電位に接続された演算増幅器（８０）及び（８１）
を含んでいる。ロータ速度を表わす信号は入力抵抗（８
２）を介して増幅器（８０）の反転入力に接続された加
算結節点（８４）に供給される。基本速度を表わす信号
もまた、加算結節点（８４）に供給されるが、これはそ
の結節点と電源−■との間に接続された可変抵抗（８３
）によって達せられる。抵抗〈８３）は加算結節点（８
４）への電流源が基本速度設定値ｗｂを表わすことにな
るような値に設定される。ダイオード（８５）のカソー
ドは加算結節点（８４）に接続され、アノードは増幅器
の出力に接続される。ダイオード（８６）のカソードは
増幅器の出力に接続され、帰還抵抗（８７）は加算結節
点（８４）及びダイオード（８６）のアノードの間に接
続される。増幅器（８０）を含む回路からの出力は入力
抵抗（８８）を介して増幅器（８１〉の反転入力に供給
される。帰還抵抗（９０）は増幅器（８１）の入出力間
にわたして接続され、これによってインバータとしての
回路機能が確立される。

加算結節点及び負電源間に接続された抵抗（８９）は小
さいオフセット電圧を提供するものである。

ダイオード（８５）及び（８６）は増幅器（８０）の出
力をロータ速度が基本速度を上回るようになるまでゼロ
に維持する。しかる後、増幅器（８０）からの出力がロ
ータ速度と基本速度との差を表わす。増幅器（８１）を
含む回路は信号を発生して小さなずれ（オフセット）を
与え、これによって出力信号が負の値にならないように
する。このオフセット電位は対数比増幅器（４３）の正
確な動作のために要求される。

対数比増幅器は回路（４１）からの電流信号Ｉｓ及び回
路（４２）からの速度差信号を受信する。さらに、回路
は回路（４６）中の抵抗値が値Ｍを表わすようにセット
する。対数比増幅器は、たとえばＬＨＯＯ９４型のよう
な常套的な積分回路からなっている。

回路（４３）は値Ｍで表わされる指数を有する。回路（
４２）からの速度差信号を電流信号Ｉｓに掛は算する。

回路（４１）及び（４３）からの出力は加算回路（４４
）において加えられる。特に、対数１ヒ増幅器（４３〉
の出力は定数に、を表わすようにセットされた可変人力
抵抗（４８）を介して加算結節点（９１）に供給される
。

値Ｉｓ、を表わす回路（４１）からの出力は定数に、を
代表する値にセットされる可変抵抗（４７）を介して加
算結節点（９１）に供給される。加算結節点（９１）は
増幅器（９２〉の反転入力に接続され、その非反転入力
は接地電位に接続される。抵抗（９３）は増幅器の入出
力間にわたして接続され、帰還回路を形成する。回路（
４４）からの出力はかくしてずヘリに対応するアナログ
信号を表わすことになる。

回路（４４）の出力は電圧制御発振器ＶＣＯ（９４）を
含む■ＣＯすベリパルス列発生器（１６）に供給される
。発振器（９４）は印加電圧に対応する繰返し周波数を
有するパルス列を発生する。このパルス列は“すべりパ
ルス列゛と称する。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明に従ったシステムの全体を示すブロック
線図、第２図は好ましいすべり発生回路の詳細を示す線
図、第３図はロータ速度に対するすべり／アンペアの関
係を示すグラフである。 特許出願人　コルモーゲン　テクノロシイズコーポレイ
ション 代理人　新　実　健　部 （外１名） 第３　凹 手続補正書けか １．事件の表示　昭和５９年特許願第　２８２０７６　
号２、発明の名称　誘導モータのすベシ制御シヌテム３
、補正をする者 事件との関係　特許出願人 氏名（名称）　コルモーゲン　テクノロジイズ　コーポ
レイション４、代　理　人 ５、補正命令の日付　昭和６０年４月１０日６、補正に
より増加する発明の数 ７、補正の対象　明細書全文 ８、補正の内容

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 （ｌＸａ）　誤差信号を発生ずるサーボ回路と、（ｂ）
   　現実のロータ速度からすべり値に応じた分だけ相違し
   た回転速度を指示するデシクル回転ベクトル指示機構、
   及び （Ｃ）　前記回転ベクトルを前記回転ベクトルによって
   決定される周波数及び前記誤差信号によって決定される
   大きさを有するモータ励磁電流に変換する機構を備え、 前記モータ励磁電流を測定するための回路、及び 前記すべり値を前記測定された励磁電流の関数として発
   生するための回路手段 を含むことを特徴とするＡＣ誘導モータのだ　−めのサ
   ーボ制御システム。 （２）　前記回路手段が前記モータの速度範囲の少なく
   とも一部分における前記測定された励磁電流の直線的な
   関数として前記すへり値を発生するものであることを特
   徴とする特許請求の範囲第（１）項記載のサーボ制御シ
   ステム。 （３）前記回路手段が前記モータの基本速度までは前記
   測定された励磁電流の直線的な関数として前記すべり値
   を発生し、それ以上の速度上昇に関しては前記すべり値
   を指数関数的に上昇させるものであることを特徴とする
   特許請求の範囲第（１）項記載のサーボ制御システム。 （４Ｘａ）　ロータ速度の指示を発生し、（ｂ）　前記
   ロータ速度の指示を所望速度の指示と比較することによ
   り速度誤差信号を引出し、（Ｃ）　現実のロータ速度か
   らはずへり値に応した分だけ相違した回転速度を有する
   回転ベクトル指示を発生し、 （ｄ）　前記回転ベクトル指示によって設定された周波
   数及び前記速度誤差信号によって決定された大きさを有
   するＡＣモータ励磁電電流合成し、 （ｅ）　モータに供給された励磁電流の大きさを測定し
   、さらに （ｆ）　前記すべり値を前記測定された励磁電流の関数
   として発生する ことを特徴とするＡＣモータのための制御方法。 （５）前記すべり値がモータ速度範囲の少な（とも一部
   分において前記励磁電流の直線的な関数となるようにし
   たことを特徴とする特許請求の範囲第（滲項記載の方法
   。 （６）前記すべり値が所定のモータ速度までは前記励磁
   電流の直線的な関数となり、その後はそれ以上の速度上
   昇に従って指数関数的に増大するようにしたことを特徴
   とする特許請求の範囲第（７１）項記載の方法。 （７）前記所定のモータ速度が前記モータの基本速度で
   あることを特徴とする特許請求の範囲第（４）項記載の
   方法。 （８Ｘａ）　誤差信号を発生するためのサーボ回路と、
   （ｂ）　現実のロータ速度からすべり値に応じた分だけ
   相違した回転速度を指示するためのデジタル回転ベクト
   ル指示機構、及び （Ｃ）　前記回転ベクトルをそのベクトルによって決定
   された周波数及び前記誤差信号によって決定された大き
   さを有するモータ励磁電流に変換する機構 とを備え、 モータ励磁電流Ｉｓを測定するための回路手段と、 現実のロータ速度Ｗｒを測定するための回路手段、及び に７、Ｋ、、ｗｂ及びＭを定数として すべり＝ＩｓＫ＋＋ｌ５Ｋ２［Ｗｒ−Ｗｂｌ　（Ｗｒ＞
   ｗｂにつ（１て） からなる前記すべり値を発生するための回路手段 を備えたことを特徴とするＡＣモータのためのサーボ制
   御システム。 （９）前記Ｍが約２であることを特徴とする特許請求の
   範囲第（８）項記載のサーボ制御システム。 （Ｍ）Ｍ＝１．９であることを特徴とする特許請求の範
   囲第（９）項記載のサーボ制御システム。 ＣＩＩ）　Ｋ、が最大トルクの発生を意図する値である
   ことを特徴とする特許請求の範囲第（８）項記載のサー
   ボ制御システム。 ■　ｗｂがモータの基本速度に対応することを特徴とす
   る特許請求の範囲第（８）項記載のサーボ制御システム
   。