JPS60220602A - 帯域分離フイルタ - Google Patents
帯域分離フイルタInfo
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- JPS60220602A JPS60220602A JP7671384A JP7671384A JPS60220602A JP S60220602 A JPS60220602 A JP S60220602A JP 7671384 A JP7671384 A JP 7671384A JP 7671384 A JP7671384 A JP 7671384A JP S60220602 A JPS60220602 A JP S60220602A
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-
- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
- H01P1/00—Auxiliary devices
- H01P1/20—Frequency-selective devices, e.g. filters
- H01P1/201—Filters for transverse electromagnetic waves
- H01P1/203—Strip line filters
- H01P1/20327—Electromagnetic interstage coupling
- H01P1/20336—Comb or interdigital filters
Landscapes
- Physics & Mathematics (AREA)
- Electromagnetism (AREA)
- Input Circuits Of Receivers And Coupling Of Receivers And Audio Equipment (AREA)
- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の利用分野〕
本発明は、隣り合った２つの周波数帯域をもつ信号を人
力し、各帯域に属するフィルタ出力を分離して出力する
ようにした帯域分離フィルタに関するものである。
力し、各帯域に属するフィルタ出力を分離して出力する
ようにした帯域分離フィルタに関するものである。
米国でのテレビの衛星放送においては、１１．７〜１２
．７ Ｇ１１ｚといプ広帯域の周波数帯が用いられるが
、このような広帯域ではそのままでは信号処理が技術的
に困難になるので、１１．７〜１２．２ ＧｔＬｚの第
１の帯域と１２．２〜１２．７ Ｇ１１ｚの第２の帯域
に分け、受信チャンネルがその何れの帯域にあるかによ
り、第１の帯域と第２の帯域を選択的に切換えて受信す
ることのできる受信機が必要である。
．７ Ｇ１１ｚといプ広帯域の周波数帯が用いられるが
、このような広帯域ではそのままでは信号処理が技術的
に困難になるので、１１．７〜１２．２ ＧｔＬｚの第
１の帯域と１２．２〜１２．７ Ｇ１１ｚの第２の帯域
に分け、受信チャンネルがその何れの帯域にあるかによ
り、第１の帯域と第２の帯域を選択的に切換えて受信す
ることのできる受信機が必要である。
第１図は一般的な衛星放送受信機の構成例を示すブロッ
ク図である。同図において、１はアンテナ、２はダウン
コンバータ（周波数変換器）、３は同軸ケーブル、４は
屋内受信ユニット、５社チューナ、６はＦＭ復調器、７
ａ信号処理回路、である。
ク図である。同図において、１はアンテナ、２はダウン
コンバータ（周波数変換器）、３は同軸ケーブル、４は
屋内受信ユニット、５社チューナ、６はＦＭ復調器、７
ａ信号処理回路、である。
第１図を参照する。アンテナ１で受信した信号を周波数
変換器であるダウンコンバータ２でＩ ＧｔＬｚ帯の信
号に変換し、そして同軸ケーブル３で屋内の受信ユニッ
ト４へ伝送し、さらに該受信ユニット内のＩ ＧＨｚチ
ューナ５で選局し、希望信号を４００Ｍｋ帯の信号へ変
換して取り出し、ＦＭ復調器６においてベースバンドの
映像と音声信号を復調し、この信号は信号処理回路７を
通って出力される。
変換器であるダウンコンバータ２でＩ ＧｔＬｚ帯の信
号に変換し、そして同軸ケーブル３で屋内の受信ユニッ
ト４へ伝送し、さらに該受信ユニット内のＩ ＧＨｚチ
ューナ５で選局し、希望信号を４００Ｍｋ帯の信号へ変
換して取り出し、ＦＭ復調器６においてベースバンドの
映像と音声信号を復調し、この信号は信号処理回路７を
通って出力される。
ここでダウンコンバータ２は、成る固定周波数の発振器
とミキサをもち、入力信号周波数と前記発振器の周波数
を前記ミキサにおいて混合することにより周波数変換し
て出力する周波数変換器であるが、前記第１の帯域と第
２の帯域から成る信号（すなわち１１．７〜１２．７
ＧＨｚの周波数帯域をもつ信号）を入力された場合、前
記発振器の固定局ｍｅを１０．７（３にとすると、ダウ
ンコンバータ２の出力信号帯域は１．０〜２．０ＣＪｚ
となり、受信ユニット４のＩ ＧＩＩＺチューナー５と
しては、１．０〜２．０ＧＩＩｚの周波数帯域を受信し
、選局して４００Ｍｌｌｚの信号に変換して出力する広
帯域チューナが要求される。
とミキサをもち、入力信号周波数と前記発振器の周波数
を前記ミキサにおいて混合することにより周波数変換し
て出力する周波数変換器であるが、前記第１の帯域と第
２の帯域から成る信号（すなわち１１．７〜１２．７
ＧＨｚの周波数帯域をもつ信号）を入力された場合、前
記発振器の固定局ｍｅを１０．７（３にとすると、ダウ
ンコンバータ２の出力信号帯域は１．０〜２．０ＣＪｚ
となり、受信ユニット４のＩ ＧＩＩＺチューナー５と
しては、１．０〜２．０ＧＩＩｚの周波数帯域を受信し
、選局して４００Ｍｌｌｚの信号に変換して出力する広
帯域チューナが要求される。
第２図は一般的なＩ ＧＨｚチュ・−す５の構成を示す
ブロック図である。同図において、８は増幅器、９はフ
ィルタ回路、ｌＯは増幅器、１１は周波数混合器、１２
は可変周波発振器、１３は狭帯域の帯域通過フィルタ（
ＢＰＦ）、１４はＡＧＣ増幅器、である。
ブロック図である。同図において、８は増幅器、９はフ
ィルタ回路、ｌＯは増幅器、１１は周波数混合器、１２
は可変周波発振器、１３は狭帯域の帯域通過フィルタ（
ＢＰＦ）、１４はＡＧＣ増幅器、である。
第２図を参照する。同図に示したチューナ５は、入力さ
れた信号を増幅器８で増幅し、次に希望信号を通過させ
、イメージ信号等の不要妨害波を除去するフィルタ回路
９を通して増幅器１０で増幅し、更に周波数混合器１１
と可変周波数の発振器１２かも成る周波数変換器で希望
信号を４００ ＭＨｚに変換し、狭帯域の帯域通過フィ
ルタ１３で該信号を取り出し、ＡＧＣ増幅器１４で信号
電力を増幅し一定電力として後段のＦＭ復調回路へ伝送
する構成をとっている。
れた信号を増幅器８で増幅し、次に希望信号を通過させ
、イメージ信号等の不要妨害波を除去するフィルタ回路
９を通して増幅器１０で増幅し、更に周波数混合器１１
と可変周波数の発振器１２かも成る周波数変換器で希望
信号を４００ ＭＨｚに変換し、狭帯域の帯域通過フィ
ルタ１３で該信号を取り出し、ＡＧＣ増幅器１４で信号
電力を増幅し一定電力として後段のＦＭ復調回路へ伝送
する構成をとっている。
この構成において１．０〜２．０ ＧＨｚの信号を受信
す°るには入力段のフィルタ回路９において１．０〜２
、０ ＧＨｚの周波数可変幅を要求され、発振器１２に
おいては１．４〜２．４ ＧＨｚの周波数可変幅が要求
されるが、この周波数の広帯域可変が技術的に困難であ
るため、かかる構成のＩ ＧＨｚチューナは使えない。
す°るには入力段のフィルタ回路９において１．０〜２
、０ ＧＨｚの周波数可変幅を要求され、発振器１２に
おいては１．４〜２．４ ＧＨｚの周波数可変幅が要求
されるが、この周波数の広帯域可変が技術的に困難であ
るため、かかる構成のＩ ＧＨｚチューナは使えない。
そこで第３図に示すよ５な従来のチューナが使用される
。同図において１５はバッファ増幅器であり、そのほか
、第２図におけるのと同じものには同じ符号を付しであ
る。
。同図において１５はバッファ増幅器であり、そのほか
、第２図におけるのと同じものには同じ符号を付しであ
る。
第３図に示したチュー゛す５は、１．０〜１．５ ＧＨ
ｚの第１の帯域と、１５〜２．０Ｇｆｌｚの第２の帯域
を選択的に切換えて受信するためのａとｂの２系列の異
なる入力回路をもつＩ ＧＨｚチューナの構成がとられ
ている。
ｚの第１の帯域と、１５〜２．０Ｇｆｌｚの第２の帯域
を選択的に切換えて受信するためのａとｂの２系列の異
なる入力回路をもつＩ ＧＨｚチューナの構成がとられ
ている。
第３図において、入力された信号は増幅器８で増幅され
た後、異なる帯域のフィルタ回路９ａと９ｂの間の干渉
をさけるためバッファ増幅器１５８と１５ｂで選択的に
分配され、各々がフィルタ回路９ａと９ｂへ選択的に入
力する。この入力信号帯域の切換えは、ａとｂの各系列
の電源を切り換えて行なう。
た後、異なる帯域のフィルタ回路９ａと９ｂの間の干渉
をさけるためバッファ増幅器１５８と１５ｂで選択的に
分配され、各々がフィルタ回路９ａと９ｂへ選択的に入
力する。この入力信号帯域の切換えは、ａとｂの各系列
の電源を切り換えて行なう。
この可変周波数特性をもつフィルタ回路９ａ。
９ｂには第４図に示す如きマイクロストリップ線路によ
り構成されたフィルタ回路が用いられる。
り構成されたフィルタ回路が用いられる。
ここでマイクロストリップ線路といプのは、周知のよう
に、誘電体基板の一面にストリップ導体が、他面に接地
導体がそれぞれ配置されて成るものであるが、第４図に
おいては、ス） ＋７ツプ導体の側から見たフィルタ回
路の平面図が示されている（但し、基板の図示は省略し
である）。
に、誘電体基板の一面にストリップ導体が、他面に接地
導体がそれぞれ配置されて成るものであるが、第４図に
おいては、ス） ＋７ツプ導体の側から見たフィルタ回
路の平面図が示されている（但し、基板の図示は省略し
である）。
第４図において、１６は入力線路（ストリップ導体のこ
とをここでは線路ともいう。以下同じ）、１７は出力線
路、１８は共振器（一端が抵抗ＲＯを介して開放され他
端が可変容量ダイオード１９により終端された線路）、
である。
とをここでは線路ともいう。以下同じ）、１７は出力線
路、１８は共振器（一端が抵抗ＲＯを介して開放され他
端が可変容量ダイオード１９により終端された線路）、
である。
第４図に示したマイクロストリップ線路フィルタ回路で
は、入力信号帯域の中心周波数の１／４波長相当の長さ
をそれぞれもつ入力線路１６と出力線路１７を、それぞ
れの先端Ｆを開放として平行に配置し、その間に、入力
信号帯域の中心周波数のはｙ１／４波長相当の長さをも
ち、その一端が抵抗Ｒｏを介して開放、他端が可変容量
ダイオード１９を介して終端（図示せざる基板の裏面に
配置された接地導体に接続）された線路から成る共振器
１８を配置した構盛をとっている。
は、入力信号帯域の中心周波数の１／４波長相当の長さ
をそれぞれもつ入力線路１６と出力線路１７を、それぞ
れの先端Ｆを開放として平行に配置し、その間に、入力
信号帯域の中心周波数のはｙ１／４波長相当の長さをも
ち、その一端が抵抗Ｒｏを介して開放、他端が可変容量
ダイオード１９を介して終端（図示せざる基板の裏面に
配置された接地導体に接続）された線路から成る共振器
１８を配置した構盛をとっている。
この共振谷型８の可変容量ダイオード１９へのバイアス
電圧は高抵抗の抵抗素子あるいは高インピーダンスのコ
イルを介して供給される。このフィルタ回路の特性例を
第５図に示す。
電圧は高抵抗の抵抗素子あるいは高インピーダンスのコ
イルを介して供給される。このフィルタ回路の特性例を
第５図に示す。
可変容量ダイオード１９への印加電圧（バイアス電圧）
を０■から１５ｖまで変化させたとき、１、１ ＧＨｚ
を共振周波数にもつ減衰特性（イ）から１、７ ＣｘＴ
ｈを共振周波数にもつ減衰特性（ロ）まで、帯域通過特
性がスムーズに変化していることが第５図において認め
られるであろ５゜この可変帯域通過特性はフィルタ回路
における線路長を変えることで任意に変えることができ
る。
を０■から１５ｖまで変化させたとき、１、１ ＧＨｚ
を共振周波数にもつ減衰特性（イ）から１、７ ＣｘＴ
ｈを共振周波数にもつ減衰特性（ロ）まで、帯域通過特
性がスムーズに変化していることが第５図において認め
られるであろ５゜この可変帯域通過特性はフィルタ回路
における線路長を変えることで任意に変えることができ
る。
このフィルタ回路は分布定数のマイクロストリップ線路
で構成されているため、通常のＬＣフィルタに比べ、特
性バラツキが小さく、安定な特性が得られ、低損失で不
要波帯域の抑圧も十分に得られるなどの特長を持つが、
その反面、分布定数線路で構成されるため、１．５、Ｇ
Ｈｚの周波数では、その１／４波長相当の長さが、ガラ
ヌエボキシ基板を用いた場合で約３ｃｍと力るため、形
状が大形になるといつ欠点を持っている。
で構成されているため、通常のＬＣフィルタに比べ、特
性バラツキが小さく、安定な特性が得られ、低損失で不
要波帯域の抑圧も十分に得られるなどの特長を持つが、
その反面、分布定数線路で構成されるため、１．５、Ｇ
Ｈｚの周波数では、その１／４波長相当の長さが、ガラ
ヌエボキシ基板を用いた場合で約３ｃｍと力るため、形
状が大形になるといつ欠点を持っている。
他方、かかるマイクロストリップ線路フィルタを第３図
に示した広帯域Ｉ Ｇ１１ｚチユーナ５において、各帯
域毎にフィルタ回路９ａ、９ｂとして配置し、かつこれ
ら両フィルタ間の干渉を除去するため、バッファ増幅器
１５ａと１５ｂを配置した構成となっているため、従来
の広帯域Ｉ Ｇ１１ｚチユーナは、その入力回路部が大
形になるという欠点をもっている。
に示した広帯域Ｉ Ｇ１１ｚチユーナ５において、各帯
域毎にフィルタ回路９ａ、９ｂとして配置し、かつこれ
ら両フィルタ間の干渉を除去するため、バッファ増幅器
１５ａと１５ｂを配置した構成となっているため、従来
の広帯域Ｉ Ｇ１１ｚチユーナは、その入力回路部が大
形になるという欠点をもっている。
また、入力部の増幅器８，１５ａ、１５ｂは混変調等の
歪特性を良好にするため、大電流で駆動し、しかも広帯
域であるように設計され、かつ帯域切換時の増幅器１５
ａと１５ｂの間の入力インピーダンス変動を小さくする
ような設計が必要なことから、従来の広帯域Ｉ Ｇ１１
ｚチユーナは消費電力が大きく、設計が困難であるとい
う欠点をもっていた。
歪特性を良好にするため、大電流で駆動し、しかも広帯
域であるように設計され、かつ帯域切換時の増幅器１５
ａと１５ｂの間の入力インピーダンス変動を小さくする
ような設計が必要なことから、従来の広帯域Ｉ Ｇ１１
ｚチユーナは消費電力が大きく、設計が困難であるとい
う欠点をもっていた。
〔発明の目的〕
本発明は、上述の如き従来技術の欠点を除去するために
なされたものであり、従って本発明の目的は、それ自体
、形状が小形であると共に、ＩＧｋチューナの入力部に
用いられたとき、ノ（ソファ増幅器の接続を要しないた
め、該入力部を更に一段と小形化でき、しかも消費電力
の低減を可能にすることのできる帯域分離フィルタを提
供することにある。
なされたものであり、従って本発明の目的は、それ自体
、形状が小形であると共に、ＩＧｋチューナの入力部に
用いられたとき、ノ（ソファ増幅器の接続を要しないた
め、該入力部を更に一段と小形化でき、しかも消費電力
の低減を可能にすることのできる帯域分離フィルタを提
供することにある。
不発明においては、上記目的を達成するため、防電体基
板上に第１乃至第５のストリップ導体を平行に配置して
成るマイクロストリップ線路によって帯域分離フィルタ
を構成し、第１および第５の導体をそれぞれ出力導体、
第３の導体を入力導体とし、入力導体に互いに隣接した
第１の帯域と第２の帯域から成る信号を入力し、二つの
出力導体の各々から各帯域に属するフィルタ出力を分離
して取り出すよ５にしたことを特徴としている。
板上に第１乃至第５のストリップ導体を平行に配置して
成るマイクロストリップ線路によって帯域分離フィルタ
を構成し、第１および第５の導体をそれぞれ出力導体、
第３の導体を入力導体とし、入力導体に互いに隣接した
第１の帯域と第２の帯域から成る信号を入力し、二つの
出力導体の各々から各帯域に属するフィルタ出力を分離
して取り出すよ５にしたことを特徴としている。
次に図を参照して本発明の一実施例を説明する。
第６図は本発明の一実施例を示す説明図である。
同図において、２０〜２４はそれぞれ線路、２５゜２６
はそれぞれ可変容量ダイオード、２７．２８はそれぞれ
抵抗、２９．３１はそれぞれ出力端子、３０は入力端子
、破線Ｓは基板上の成る基準位置、を示す。
はそれぞれ可変容量ダイオード、２７．２８はそれぞれ
抵抗、２９．３１はそれぞれ出力端子、３０は入力端子
、破線Ｓは基板上の成る基準位置、を示す。
第６図に示した構成は、マイクロストリップ線路を基本
構成とするフィルタ回路であって、線路２０、線路２１
．線路２２．＠路２３．線路２４の各一端を基準位置Ｓ
に揃えた上で、そこから平行に配置し、この基準位置側
にある線路２０の一端を出力端子２９とし、線路２１は
同じくその一端を可変容量ダイオード２５で終端し、線
路２２はその一端を入力端子３０とし、線路２３はその
一端を可変容量ダイオード２６で終端し、線路２４はそ
の一端を出力端子３１とし、前記線路２０゜２１．２２
，２３および２４の５ちで線路２２の線路長は入力信号
帯域の中心周波数の１／４波長相当の長さに選び、その
他端は短絡し、線路２０と線路２１の各線路長は線路２
２の長さより短くし、線路２０の他端は短絡端とし、線
路２１の他端は高抵抗２７を介して開放端とし、線路２
３と線路２４の各線路長は線路２２の長さより長くし、
線路２３の他端は高抵抗２８を介して開放端とし、線路
２４の他端は短絡端とし、線路２１及び線路２３の各一
端に接続した容量可変ダイオード２５゜２６のバイアス
電圧は、高抵抗あるいは、高インピーダンスのコイルを
用いて供給されるものとする。
構成とするフィルタ回路であって、線路２０、線路２１
．線路２２．＠路２３．線路２４の各一端を基準位置Ｓ
に揃えた上で、そこから平行に配置し、この基準位置側
にある線路２０の一端を出力端子２９とし、線路２１は
同じくその一端を可変容量ダイオード２５で終端し、線
路２２はその一端を入力端子３０とし、線路２３はその
一端を可変容量ダイオード２６で終端し、線路２４はそ
の一端を出力端子３１とし、前記線路２０゜２１．２２
，２３および２４の５ちで線路２２の線路長は入力信号
帯域の中心周波数の１／４波長相当の長さに選び、その
他端は短絡し、線路２０と線路２１の各線路長は線路２
２の長さより短くし、線路２０の他端は短絡端とし、線
路２１の他端は高抵抗２７を介して開放端とし、線路２
３と線路２４の各線路長は線路２２の長さより長くし、
線路２３の他端は高抵抗２８を介して開放端とし、線路
２４の他端は短絡端とし、線路２１及び線路２３の各一
端に接続した容量可変ダイオード２５゜２６のバイアス
電圧は、高抵抗あるいは、高インピーダンスのコイルを
用いて供給されるものとする。
この容量可変ダイオード２５，２６のバイアス電圧を変
化させることにより、線路２０及び２４の出力端２９，
３１よりそれぞれ異なった帯域の信号出力を得ることが
できる。また上記した様に、線路２２０入力端３０．線
路２１，２３の容量可変ダイオード２５．２６による終
端、及び線路２０．２４０出力端２９，３１を同一位置
（基準位置Ｓ）にそろえる構成をとっているために線路
２０及び２４の出力端２９．３１より得られる信号は、
お互いにほとんど干渉しないし、低損失であるとい５利
点がある。
化させることにより、線路２０及び２４の出力端２９，
３１よりそれぞれ異なった帯域の信号出力を得ることが
できる。また上記した様に、線路２２０入力端３０．線
路２１，２３の容量可変ダイオード２５．２６による終
端、及び線路２０．２４０出力端２９，３１を同一位置
（基準位置Ｓ）にそろえる構成をとっているために線路
２０及び２４の出力端２９．３１より得られる信号は、
お互いにほとんど干渉しないし、低損失であるとい５利
点がある。
第７図に第６図に示した本発明の一実施例としてのフィ
ルタの特性を示す。第７図（ａ）は、線路２０の出力端
２９より得られる信号の特性を示し、第７図（ｂ）は線
路２４の出力端３１より得られる信号の特性を示すもの
である。
ルタの特性を示す。第７図（ａ）は、線路２０の出力端
２９より得られる信号の特性を示し、第７図（ｂ）は線
路２４の出力端３１より得られる信号の特性を示すもの
である。
第７図（ａ）において、容量可変ダイオード２５のバイ
アス電圧を０■から１５Ｖまで変化させることにより、
１．４ ＧＨｚを共振周波数とする減衰特性から２．１
ＧＨｚを共振周波数とする減衰特性へスムーズに特性
が移行していることが認められるであろう。これにより
線路２０の出力端２９より得られるフィルタ出力は、入
力信号の第２の帯域（１，５〜２．０ Ｇ１１ｚ ）を
カバーするに足るものであることが判る。
アス電圧を０■から１５Ｖまで変化させることにより、
１．４ ＧＨｚを共振周波数とする減衰特性から２．１
ＧＨｚを共振周波数とする減衰特性へスムーズに特性
が移行していることが認められるであろう。これにより
線路２０の出力端２９より得られるフィルタ出力は、入
力信号の第２の帯域（１，５〜２．０ Ｇ１１ｚ ）を
カバーするに足るものであることが判る。
第７図（ｂ）において、容量可変ダイオード２６のバイ
アス電圧を０■から１５Ｖまで変化させることにより、
０．９ Ｇ１１ｚを共振周波数とする減衰特性から１．
６ ＧＨｚを共振周波数とする減衰特性へスムーズに特
性が移行していることが認められるであろう。これによ
り線路２４の出力端３１より得られるフィルタ出力は、
入力信号の第１の帯域（１，０〜１．５ Ｇ１１ｚ ）
をカバーするに足るものであることが判る。
アス電圧を０■から１５Ｖまで変化させることにより、
０．９ Ｇ１１ｚを共振周波数とする減衰特性から１．
６ ＧＨｚを共振周波数とする減衰特性へスムーズに特
性が移行していることが認められるであろう。これによ
り線路２４の出力端３１より得られるフィルタ出力は、
入力信号の第１の帯域（１，０〜１．５ Ｇ１１ｚ ）
をカバーするに足るものであることが判る。
このよ５にして本発明によるフィルタを用いることによ
り、そう大損が小さく、不要波帯域を充分に抑圧し、さ
らにお互いにまったく干渉することなく、異なった帯域
の信号を同時に取り出すことができる。またマイクロス
トリップ線路２３゜２４の長さを変えることにより、ど
の様な帯域の信号を取り出すことも可能である。
り、そう大損が小さく、不要波帯域を充分に抑圧し、さ
らにお互いにまったく干渉することなく、異なった帯域
の信号を同時に取り出すことができる。またマイクロス
トリップ線路２３゜２４の長さを変えることにより、ど
の様な帯域の信号を取り出すことも可能である。
また、第６図におけるマイクロストリップ線路２２の短
絡端を容量可変ダイオードで終端したフィルタも良好な
特性が得られる。かかる構成のフィルタを第８図に第６
図の実施例の変形例として示す。
絡端を容量可変ダイオードで終端したフィルタも良好な
特性が得られる。かかる構成のフィルタを第８図に第６
図の実施例の変形例として示す。
これは上記した様に、線路２２の短絡端を容量可変ダイ
オード３３で終端したもので、バイアスは端子３４より
琳抗３５を介して供給される。このフィルタは線路２１
と容量可変ダイオード２５より成る共振器を駆動し、線
路２０の出力端子２９より第７図（ａ）に示す様な特性
を得よつとする時、前記線路２２と容量可変ダイオード
３３より成る共振器の共振周波数を、第７図（ａ）の出
力帯域（１，５〜２Ｇｆｌｚ ）の中心周波数（１，７
５Ｇｆｌｚ）に設定するように容量可変ダイオード３３
に、バイアス電圧Ｖｏをかけ、一方、線路２３と容量可
変ダイオード２６より成る共振器を駆動し、線路２４の
出力端子３１より第７図（ｂ）に示す様な特性を得よう
とするとき、前記線路２２と容量可変ダイオード３３よ
り成る共振器の共振周波数を第７図（ｂ）の出力帯域（
１〜１．５Ｇｌｌ［ｚ ）の中心周波数（１，２５Ｇｆ
ｌｚ ）に設定する様にバイアス電圧ｖ１をかけるもの
である。
オード３３で終端したもので、バイアスは端子３４より
琳抗３５を介して供給される。このフィルタは線路２１
と容量可変ダイオード２５より成る共振器を駆動し、線
路２０の出力端子２９より第７図（ａ）に示す様な特性
を得よつとする時、前記線路２２と容量可変ダイオード
３３より成る共振器の共振周波数を、第７図（ａ）の出
力帯域（１，５〜２Ｇｆｌｚ ）の中心周波数（１，７
５Ｇｆｌｚ）に設定するように容量可変ダイオード３３
に、バイアス電圧Ｖｏをかけ、一方、線路２３と容量可
変ダイオード２６より成る共振器を駆動し、線路２４の
出力端子３１より第７図（ｂ）に示す様な特性を得よう
とするとき、前記線路２２と容量可変ダイオード３３よ
り成る共振器の共振周波数を第７図（ｂ）の出力帯域（
１〜１．５Ｇｌｌ［ｚ ）の中心周波数（１，２５Ｇｆ
ｌｚ ）に設定する様にバイアス電圧ｖ１をかけるもの
である。
このように前記バイアス電圧Ｖ。及び■１を切り換えて
、入力線路２２と容量可変ダイオード３３よりなる共振
器の共振周波数を、出力端子２９あるいは３０より出力
される信号の中心周波数に６ｆ−とラ一に＋＋１− の線路長を入力信号周波数帯域の中心周波数に共振する
様に選んだ場合に比較して、第６図に示すフィルタ以上
に、そ５大損が小さく、不要波帯域を充分に抑圧し、さ
らにお互いにまった（干渉することなく異なった帯域の
信号を出力するフィルタを得ることができる。
、入力線路２２と容量可変ダイオード３３よりなる共振
器の共振周波数を、出力端子２９あるいは３０より出力
される信号の中心周波数に６ｆ−とラ一に＋＋１− の線路長を入力信号周波数帯域の中心周波数に共振する
様に選んだ場合に比較して、第６図に示すフィルタ以上
に、そ５大損が小さく、不要波帯域を充分に抑圧し、さ
らにお互いにまった（干渉することなく異なった帯域の
信号を出力するフィルタを得ることができる。
第９図に本発明によるフィルタ回路を用いた広帯域ＩＧ
Ｈｚチューナの構成を示す。同図において、３２が本発
明による帯域切換フィルタであり、そのほか、第３図に
おけるのと同じ符号は同じものを示している。
Ｈｚチューナの構成を示す。同図において、３２が本発
明による帯域切換フィルタであり、そのほか、第３図に
おけるのと同じ符号は同じものを示している。
すでに説明したよプに、本発明による帯域切換フィルタ
３２社、異なる帯域を分離して出方する可変同調フィル
タであるから、これを用いれば分配用のバッファ増幅器
は不要であり、かつ、１個のフィルタ回路でｌＧ１１ｚ
チユーナの入力部を構成できるため、該入力部回路の大
幅な小形化、低消費電力化、低歪特性化が実現できる。
３２社、異なる帯域を分離して出方する可変同調フィル
タであるから、これを用いれば分配用のバッファ増幅器
は不要であり、かつ、１個のフィルタ回路でｌＧ１１ｚ
チユーナの入力部を構成できるため、該入力部回路の大
幅な小形化、低消費電力化、低歪特性化が実現できる。
第９図において可変同調フィルタ３２として、・Ｉオー
ドに対するバイアス電圧を発振器１２ａ。
ドに対するバイアス電圧を発振器１２ａ。
１２ｂ、の周波数を変える選局電圧と対応させて印加す
ることにより良好な同調特性が得られ、しかもａとｂの
２つの受信系の電源を切り換えることで、受信帯域の切
り換えが容易にできる。
ることにより良好な同調特性が得られ、しかもａとｂの
２つの受信系の電源を切り換えることで、受信帯域の切
り換えが容易にできる。
また、フィルタ３２として第８図に示すフィルタを用い
る之きは、受信系の電源を切り換えると同時に、第８図
の容量可変ダイオード３３に供給されるバイアス電圧を
切り換えて使用する。本フィルタ回路の特性から受信帯
域切換の影響は小さく、安定な特性が得られる。
る之きは、受信系の電源を切り換えると同時に、第８図
の容量可変ダイオード３３に供給されるバイアス電圧を
切り換えて使用する。本フィルタ回路の特性から受信帯
域切換の影響は小さく、安定な特性が得られる。
第１０図（ａ ） ｐ （ｂ ）はそれぞれ、第６図に
示した実施例の別の変形例を示す説明図である。同図（
ａ）は第６図における線路２４の出力端３１を開放し、
短絡端を出力端としたものである。
示した実施例の別の変形例を示す説明図である。同図（
ａ）は第６図における線路２４の出力端３１を開放し、
短絡端を出力端としたものである。
第１０図（ｂ）は第６図における線路２０及び２４の出
力端２９．３１を開放し、短絡端を出力端としたもので
ある。
力端２９．３１を開放し、短絡端を出力端としたもので
ある。
また第１０図（ａ）、（ｂ）において、入力線路２２の
短絡端を可変容量ダイオードで終端した構成を用いても
良好な特性が得られることは明らかである。ここで、い
ずれの場合も、入力線路２２の入力端３０方向にある全
線路端をすべて同一の基準位置Ｓにそろえる必要がある
。
短絡端を可変容量ダイオードで終端した構成を用いても
良好な特性が得られることは明らかである。ここで、い
ずれの場合も、入力線路２２の入力端３０方向にある全
線路端をすべて同一の基準位置Ｓにそろえる必要がある
。
第１１図は本発明の他の実施例を示す説明図である。同
図において第６図における−のと同じ符号は同じものを
示している。
図において第６図における−のと同じ符号は同じものを
示している。
さて、第１１図に示した構成は、マイクロストリップ線
路を基本構成とするフィルタ回路であって、線路２０．
線路２１．線路２２．線路２３゜線路２４の各一端を基
準位置Ｓに揃えた上で、そこから平行に配置し、この基
準位置側にある線路２０の一端を出力端子２９とし、線
路２１の同じ（その一端を開放端とし、線路２２の一端
を入力端子３０とし、線路２３の一端は開放端とし、線
路２４の一端を出力端子３１とし、前記線路２０゜２１
．２２，２３および２４の５ちで、線路２２０線路長は
入力信号帯域の中心周波数の１／４波長相当の長さに選
び、他端は開放端とし、線路２０と線路２１の各線路長
は線路２２の長さより短くし、線路２０の他端は開放端
とし、線路２１の他端は可変容量ダイオード２５で終端
し、′線路２３と線路２４の各線路長は線路２２の長さ
より長くし、線路２３の他端は可変容量ダイオード２６
で終端し、線路２４の他端は開放端とし、線路２１及び
線路２３に接続した容量可変ダイオード２５゜２６のバ
イアス電圧は抵抗あるいは高インピーダンスのコイルを
用いて供給されるものとする。
路を基本構成とするフィルタ回路であって、線路２０．
線路２１．線路２２．線路２３゜線路２４の各一端を基
準位置Ｓに揃えた上で、そこから平行に配置し、この基
準位置側にある線路２０の一端を出力端子２９とし、線
路２１の同じ（その一端を開放端とし、線路２２の一端
を入力端子３０とし、線路２３の一端は開放端とし、線
路２４の一端を出力端子３１とし、前記線路２０゜２１
．２２，２３および２４の５ちで、線路２２０線路長は
入力信号帯域の中心周波数の１／４波長相当の長さに選
び、他端は開放端とし、線路２０と線路２１の各線路長
は線路２２の長さより短くし、線路２０の他端は開放端
とし、線路２１の他端は可変容量ダイオード２５で終端
し、′線路２３と線路２４の各線路長は線路２２の長さ
より長くし、線路２３の他端は可変容量ダイオード２６
で終端し、線路２４の他端は開放端とし、線路２１及び
線路２３に接続した容量可変ダイオード２５゜２６のバ
イアス電圧は抵抗あるいは高インピーダンスのコイルを
用いて供給されるものとする。
この容量可変ダイオード２５，２６の）（イアスミ圧を
変化させることにより、線路２０及び２４の出力端２９
，３１よりそれぞれ違った帯域の信号出力を得ることが
できる。また、上記した様に、線路２２の入力端３０．
線路２１，２３の開放端。
変化させることにより、線路２０及び２４の出力端２９
，３１よりそれぞれ違った帯域の信号出力を得ることが
できる。また、上記した様に、線路２２の入力端３０．
線路２１，２３の開放端。
線路２０．２４の出力端２９．３１を同一の基準位置Ｓ
にそろえる構成をとっているために、線路２０及び２４
の出力端２９，３１より得られる信号は、お互いにほと
んど干渉しないし低損失であるという利点がある。
にそろえる構成をとっているために、線路２０及び２４
の出力端２９，３１より得られる信号は、お互いにほと
んど干渉しないし低損失であるという利点がある。
第１１図に示した本発明の実施例のフィルタ特性＆ｔｈ
−筑６図の実施例のそれを示した第７図の特性図とはｙ
同じである。
−筑６図の実施例のそれを示した第７図の特性図とはｙ
同じである。
第１２図（ａ ） ｐ （ｂ ）はそれぞれ第１１図に
示した実施例の変形例を示す説明図工ある。
示した実施例の変形例を示す説明図工ある。
第１２図（ａ）は第１１図における線路２４の出力端３
１を短絡し、開放端を出力端３１′としたものである。
１を短絡し、開放端を出力端３１′としたものである。
また第１２図（ｂ）は第１１図における線路２０及び２
４の出力端２９，３１を短絡し、開放端を出力端２９’
、 ３１’としたものである。
４の出力端２９，３１を短絡し、開放端を出力端２９’
、 ３１’としたものである。
ここで、いずれの場合も、入力線路２２０入力端３０の
側において全線路端をすべて同一の基準位置Ｓに揃える
必要がある。
側において全線路端をすべて同一の基準位置Ｓに揃える
必要がある。
かかる回路においても同じ効果が得られることは明らか
である。また以上の説明においては可変容量ダイオード
を用いた可変フィルタについて述べたが、固定容量を用
いた固定フィルタにおいても同様の効果が得られること
は明らかである。
である。また以上の説明においては可変容量ダイオード
を用いた可変フィルタについて述べたが、固定容量を用
いた固定フィルタにおいても同様の効果が得られること
は明らかである。
本発明によると、入力ストリップ導体の両側に隣接して
、それぞれ違った帯域で可変同調するマイクロストリッ
プ導体を容量可変ダイオード（あるいは固定容量）から
成る共振器を配し、さらにその共振器に隣接して出力ス
トリップ導体を配置した構成を用いることにより、２つ
の出力ストリップ導体からそれぞれ違った帯域の信号を
取り出すことを特徴とした小形で広帯域可変で低損失で
、不要波を充分に抑圧し得るマイクロストリップ線路フ
ィルタを得ることができ、またこのフィルタを広帯域チ
ューナに応用することにより、その入力回路部の大幅な
小形化、低消費電力化、歪特性の改善を図り得る等の効
果がある。
、それぞれ違った帯域で可変同調するマイクロストリッ
プ導体を容量可変ダイオード（あるいは固定容量）から
成る共振器を配し、さらにその共振器に隣接して出力ス
トリップ導体を配置した構成を用いることにより、２つ
の出力ストリップ導体からそれぞれ違った帯域の信号を
取り出すことを特徴とした小形で広帯域可変で低損失で
、不要波を充分に抑圧し得るマイクロストリップ線路フ
ィルタを得ることができ、またこのフィルタを広帯域チ
ューナに応用することにより、その入力回路部の大幅な
小形化、低消費電力化、歪特性の改善を図り得る等の効
果がある。
第１図は一般的な衛星放送受信機の構成例を示すブロッ
ク図、第２図は一般的なＩ Ｇｆｌｚチューナの構成を
示すブロック図、第３図は従来のｌＧ１１２チユーナの
構成例を示すブロック図、第４図は従来のマイクロスト
リップ線路フィルタ回路を示す説明図、第５図は第４図
に示したフィルタ回路の特性例を示すグラフ、第６図は
本発明の一実施例を示す説明図、第７図は第６図に示し
た実施例の特性を示すグラフ、第８図は第６図に示した
実施例の変形例を示す説明図、第９口拡本発明によるフ
ィルタを取り入れたＩ ＧＨｚチューナの回路構成を示
すブロック図、第１０図（ａ ）、（ｂ ）−はそれぞ
れ第６図に示した実施例の別の変形例を示す説明図、第
１１口拡本発明の他の実施例を示す説明図、第１２図（
ａ）ｊ（ｂ）はそれぞれ第１１図に示した実施例の変形
例を示す説明図、である。 符号説明 １・・・−・・アンテナ、２・・・・・・ダウンコンバ
ータ、３・・−・・・同軸ケーブル、４・・・・・・受
ｍユニット、５・・曲チューナ、６・・・・・・ＦＭ復
調器、７・・・・・・信号処理回路、８・−・・・・増
幅器、９・・・・・・フィルタ回路、１０・−・・・・
増幅器、１１・・・・・・周波数混合器、１２・−・・
・・可変周波発振器、１３−・・・・・帯域フィルタ（
ＢＰＦ）、１４・・・・・・ＡＧＣ増幅器、１５・・・
・・・バッファ増幅器、１６・・・・・・入力線路、１
７・・・・・・出、力線路、１８・曲・共振器、１９・
・・・・・可変容量ダイオード、２０〜２４・・・・・
・線路、２５．２６・・曲回変容量ダイオード、２７．
２８・・・・・・抵抗、２９，３１・・・・・・出力端
子、３０・・・・・・入力端子、３２・・・・−・帯域
切換フィルタ、３３・・・・・・可変容量ダイオード、
３４・・曲バイアス端子、３５・・曲抵抗、 代理人 弁理士 並 木 昭 夫 ＠１ 図 第２図 第５図 イを号周仄饗Ｋ（ζンＨｚ） 第６図 第７図 イｇ％ｒ’Ｉ’ｌＥｋ （Ｇ）Ｉｚ） 第１０図 （θ）（ｂ） 第１２１ｉ！Ｈ （θ）（ｂ）
ク図、第２図は一般的なＩ Ｇｆｌｚチューナの構成を
示すブロック図、第３図は従来のｌＧ１１２チユーナの
構成例を示すブロック図、第４図は従来のマイクロスト
リップ線路フィルタ回路を示す説明図、第５図は第４図
に示したフィルタ回路の特性例を示すグラフ、第６図は
本発明の一実施例を示す説明図、第７図は第６図に示し
た実施例の特性を示すグラフ、第８図は第６図に示した
実施例の変形例を示す説明図、第９口拡本発明によるフ
ィルタを取り入れたＩ ＧＨｚチューナの回路構成を示
すブロック図、第１０図（ａ ）、（ｂ ）−はそれぞ
れ第６図に示した実施例の別の変形例を示す説明図、第
１１口拡本発明の他の実施例を示す説明図、第１２図（
ａ）ｊ（ｂ）はそれぞれ第１１図に示した実施例の変形
例を示す説明図、である。 符号説明 １・・・−・・アンテナ、２・・・・・・ダウンコンバ
ータ、３・・−・・・同軸ケーブル、４・・・・・・受
ｍユニット、５・・曲チューナ、６・・・・・・ＦＭ復
調器、７・・・・・・信号処理回路、８・−・・・・増
幅器、９・・・・・・フィルタ回路、１０・−・・・・
増幅器、１１・・・・・・周波数混合器、１２・−・・
・・可変周波発振器、１３−・・・・・帯域フィルタ（
ＢＰＦ）、１４・・・・・・ＡＧＣ増幅器、１５・・・
・・・バッファ増幅器、１６・・・・・・入力線路、１
７・・・・・・出、力線路、１８・曲・共振器、１９・
・・・・・可変容量ダイオード、２０〜２４・・・・・
・線路、２５．２６・・曲回変容量ダイオード、２７．
２８・・・・・・抵抗、２９，３１・・・・・・出力端
子、３０・・・・・・入力端子、３２・・・・−・帯域
切換フィルタ、３３・・・・・・可変容量ダイオード、
３４・・曲バイアス端子、３５・・曲抵抗、 代理人 弁理士 並 木 昭 夫 ＠１ 図 第２図 第５図 イを号周仄饗Ｋ（ζンＨｚ） 第６図 第７図 イｇ％ｒ’Ｉ’ｌＥｋ （Ｇ）Ｉｚ） 第１０図 （θ）（ｂ） 第１２１ｉ！Ｈ （θ）（ｂ）
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １）誘電体基板の一面にストリップ導体が、他面に接地
導体がそれぞれ配置されて成るマイクロストリップ線路
において、前記ストリップ導体として、第１乃至第５の
各導体をそれぞれの一端を揃えて相互に平行に配置し、
第１の導体の前記一端を第１の出力端子とし、第２の導
体の前記一端を第１の容量可変ダイオードを用いて終端
し、第３の導体の前記一端を入力端子とし、第４の導体
の前記一端を第２の容量可変ダイオードを用いて終端し
、第５の導体の前記一端を第２の出力端子とし、第１乃
至第５の導体のうち、第３の導体の前記一端から他端に
至る長さを、入力信号帯域の中心周波数の１／４波長相
当の長さに選択すると共に、該第３の導体の他端は前記
接地導体へ短絡し、８４４）導体と第２の導体の各長さ
は前記第３の導体の長さより短くすると共に、第１の導
体の他端は接地導体へ短絡し、第２の導体の他端は開放
とし、第４の導体と第５の導体の各長さは前記第３の導
体の長さより長くすると共に、第４の導体の他端は開放
とし、第５の導体の他端は接地導体へ短絡し、第２およ
び＃Ｉ４の各導体の一端にそれぞれ接続された第１およ
び第２の容量可変ダイオードにバイアス電圧を可変供給
するようにし、前記入力端子に入力される信号帯域に対
し、前記第１および第２の出力端子から互いに異なった
第１および第２の帯域に属する信号出力を得るようにし
たことを特徴とする帯域分離フィルタ。 ２、特許請求の範囲第１項に記載の帯域分離フィルタに
おいて、前記第３の導体の他端を第３の容量可変ダイオ
ードを介して接地導体へ終端し、該ダイオードにバイア
ス電圧を可変供給するようにしたことを特徴とする帯域
分離フィルタ。 ３）特許請求の範囲第１項に記載の帯域分離フィルタに
おいて、前記第１の導体の一端を開放とし、他端を出力
端子としたことを特徴とする帯域分離フィルタ。 ４）特許請求の範囲第１項に記載の帯域分離フィルタに
おいて、前記第１および第５の各導体の一端を開放とし
、他端を出力端としたことを特徴とする帯域分離フィル
タ。 ５）誘電体基板の一面にストリップ導体が、他面に接地
導体がそれぞれ配置されて成るマイクロストリップ線路
において、前記ストリップ導体として、第１乃至第５の
各導体をそれぞれの一端を揃えて相互に平行に配置し、
第１の導体の前記一端を第１の出力端子とし、第２の導
体の前記一端を開放とし、第３の導体の前記一端を入力
端子とし、第４の導体の前記一端を開放とし、第５の導
体の前記一端を第２の出力端子とし、第１乃至第５の導
体のうち、第３の導体の前記一端から他端に至る長さを
、入力信号帯域の中心周波数の１／４波長相当の長さに
選択すると共に、該第３の導体の他端は開放とし、第１
の導体と第２の導体の各長さは前記第３の導体の長さよ
り短くすると共に、第１の導体の他端は開放とし、第２
の導体の他端は第１の容量可変ダイオードを用いて終端
し、第４の導体と第５の導体の各長さは前記第３の導体
の長さより長くすると共に、第４の導体の他端は第２の
容量可変ダイオードを用いて終端し、第５の導体の他端
は開放とし、第２および第４の各導体の他端にそれぞれ
接続された第１および第２の容量可変ダイオードにバイ
アス電圧を可変供給するようにし、前記入力端子に入力
される信号帯域に対し、前記第１および第２の出力端子
から互いに異なった第１および第２の帯域に属する信号
出力を得るようにしたことを特徴とする帯域分離フィル
タ。 ６）特許請求の範囲第５項に記載の帯域分離フィルタに
おいて、前記第５の導体の一端を接地導体へ短絡し、他
端を出力端としたことを特徴とする帯域分離フィルタ。 ７）特許請求の範囲第５項に記載の帯域分離フィルタに
おいて、前記第１および第５の各導体の一端を接地導体
へ短絡し、他端をそれぞれ出力端としたことを特徴とす
る帯域フィルタ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7671384A JPS60220602A (ja) | 1984-04-18 | 1984-04-18 | 帯域分離フイルタ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7671384A JPS60220602A (ja) | 1984-04-18 | 1984-04-18 | 帯域分離フイルタ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS60220602A true JPS60220602A (ja) | 1985-11-05 |
| JPH0476241B2 JPH0476241B2 (ja) | 1992-12-03 |
Family
ID=13613183
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7671384A Granted JPS60220602A (ja) | 1984-04-18 | 1984-04-18 | 帯域分離フイルタ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS60220602A (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4835499A (en) * | 1988-03-09 | 1989-05-30 | Motorola, Inc. | Voltage tunable bandpass filter |
| JPH0565101U (ja) * | 1992-02-12 | 1993-08-27 | 健一 今野 | コムライン型誘電体フィルタ |
| US5616538A (en) * | 1994-06-06 | 1997-04-01 | Superconductor Technologies, Inc. | High temperature superconductor staggered resonator array bandpass filter |
| WO2001033660A1 (en) * | 1999-11-04 | 2001-05-10 | Paratek Microwave, Inc. | Microstrip tunable filters tuned by dielectric varactors |
| US7231238B2 (en) | 1989-01-13 | 2007-06-12 | Superconductor Technologies, Inc. | High temperature spiral snake superconducting resonator having wider runs with higher current density |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6026311A (en) | 1993-05-28 | 2000-02-15 | Superconductor Technologies, Inc. | High temperature superconducting structures and methods for high Q, reduced intermodulation resonators and filters |
-
1984
- 1984-04-18 JP JP7671384A patent/JPS60220602A/ja active Granted
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4835499A (en) * | 1988-03-09 | 1989-05-30 | Motorola, Inc. | Voltage tunable bandpass filter |
| US7231238B2 (en) | 1989-01-13 | 2007-06-12 | Superconductor Technologies, Inc. | High temperature spiral snake superconducting resonator having wider runs with higher current density |
| JPH0565101U (ja) * | 1992-02-12 | 1993-08-27 | 健一 今野 | コムライン型誘電体フィルタ |
| US5616538A (en) * | 1994-06-06 | 1997-04-01 | Superconductor Technologies, Inc. | High temperature superconductor staggered resonator array bandpass filter |
| WO2001033660A1 (en) * | 1999-11-04 | 2001-05-10 | Paratek Microwave, Inc. | Microstrip tunable filters tuned by dielectric varactors |
| US6525630B1 (en) | 1999-11-04 | 2003-02-25 | Paratek Microwave, Inc. | Microstrip tunable filters tuned by dielectric varactors |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0476241B2 (ja) | 1992-12-03 |
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