JPS6022475A - 電力変換装置 - Google Patents
電力変換装置Info
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- JPS6022475A JPS6022475A JP58128910A JP12891083A JPS6022475A JP S6022475 A JPS6022475 A JP S6022475A JP 58128910 A JP58128910 A JP 58128910A JP 12891083 A JP12891083 A JP 12891083A JP S6022475 A JPS6022475 A JP S6022475A
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- circuit
- capacitor
- semiconductor switching
- diodes
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output
- H02M7/42—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/505—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
- H02M7/515—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
［発明の技術分野］
本発明ＩＪ ｒｌ’導体導体開閉杏子用した電力変換装
置におい−Ｃ１前Ｒｊ４崖３９体開閉素子の消弧時に発
生ずる過電圧を抑制し、更に順電圧上臂率ｄｖ／ｄｔを
軽減しＣ１運転９）ｒ率を高めた電力変換装置に閏する
。
置におい−Ｃ１前Ｒｊ４崖３９体開閉素子の消弧時に発
生ずる過電圧を抑制し、更に順電圧上臂率ｄｖ／ｄｔを
軽減しＣ１運転９）ｒ率を高めた電力変換装置に閏する
。
［本発明の技術的曹用とその問題点１
電力変換装置において、一般に半導体開閉素子で構成さ
れるブリッジ回路が使用されているが半導体開閉素子の
スイッチング動作時に生じる順電圧十胃率（ＩＩＶ／
＋Ｉｔ、 ）ヤ）イのピーク値等を半導体開閉素子の定
格１１ａ以内に抑えなければ素子が永久破壊を生じ、シ
ス°ｊムの運転に重大な支障を来すことが知られている
。特に自己消弧形半導体開閉素子においては、小電力の
制御信号により、大電力の主回路電流を容易に制御させ
ることが可能な反面、そのスイッチングスピードが速い
ため半導体開閉素子に加わる順電圧−１Ｍ率（ｄＶ／ｄ
ｔ）やそのピーク値が大きくなり半導体間ｗ１素子の保
護方法が問題となっている。半導体開閉素子を用いた電
力変換装置には直流を交流に変換するコンバータ装置、
直流を交流に変換するインバータ装置、また周波数を変
換するザイク［１］ンバータ装置等があるが、ここでは
インバータ装置について説明する。又１、半導体開閉素
子においても、リーイリスタ等の自己消弧作用の無い半
導体開閉素子やゲートターンオフ＋ｊ−イリスタ（以下
Ｇ王Ｏと略す）等の自己消弧作用を持つ半導体開閉素子
があるが、ここでは半導体開閉素子としてＧＴＯを用い
た場合について説明で−る。
れるブリッジ回路が使用されているが半導体開閉素子の
スイッチング動作時に生じる順電圧十胃率（ＩＩＶ／
＋Ｉｔ、 ）ヤ）イのピーク値等を半導体開閉素子の定
格１１ａ以内に抑えなければ素子が永久破壊を生じ、シ
ス°ｊムの運転に重大な支障を来すことが知られている
。特に自己消弧形半導体開閉素子においては、小電力の
制御信号により、大電力の主回路電流を容易に制御させ
ることが可能な反面、そのスイッチングスピードが速い
ため半導体開閉素子に加わる順電圧−１Ｍ率（ｄＶ／ｄ
ｔ）やそのピーク値が大きくなり半導体間ｗ１素子の保
護方法が問題となっている。半導体開閉素子を用いた電
力変換装置には直流を交流に変換するコンバータ装置、
直流を交流に変換するインバータ装置、また周波数を変
換するザイク［１］ンバータ装置等があるが、ここでは
インバータ装置について説明する。又１、半導体開閉素
子においても、リーイリスタ等の自己消弧作用の無い半
導体開閉素子やゲートターンオフ＋ｊ−イリスタ（以下
Ｇ王Ｏと略す）等の自己消弧作用を持つ半導体開閉素子
があるが、ここでは半導体開閉素子としてＧＴＯを用い
た場合について説明で−る。
第１図は従来の、ＧＴｏによって構成されるブリッジ回
路を使用したインバータ装置の代表的な例である。図中
１は直流電源、２〜７はＧＴｏ。
路を使用したインバータ装置の代表的な例である。図中
１は直流電源、２〜７はＧＴｏ。
２１・〜・７１は帰還ダイオード、８〜１３はダイオー
ド、１４〜１９は抵抗、２０〜２５は］ンデンリ、２６
は誘導電動機である。第１図のインバータ回路は直流電
源１の直流電力をＧＴＯ２〜７と帰）■ダイオード２１
〜フ１どで構成される３層ブリッジ回路によって交流電
力に変換して負荷である誘５９電動機２６に交流電力を
供給するものである。又、ダイオード８〜１３、抵抗１
４〜１９、コンデン１ｔ２０〜２５は各ＧＴＯに並列に
接続されτいるリージ吸収回路を構成（）でいる。
ド、１４〜１９は抵抗、２０〜２５は］ンデンリ、２６
は誘導電動機である。第１図のインバータ回路は直流電
源１の直流電力をＧＴＯ２〜７と帰）■ダイオード２１
〜フ１どで構成される３層ブリッジ回路によって交流電
力に変換して負荷である誘５９電動機２６に交流電力を
供給するものである。又、ダイオード８〜１３、抵抗１
４〜１９、コンデン１ｔ２０〜２５は各ＧＴＯに並列に
接続されτいるリージ吸収回路を構成（）でいる。
第２図は第１図のインパーク回路のア一１８の１つど、
７−１＼を構成（１６Ｇ１０に並列に接続ｉき４”また
り・−ジ吸収ｌ１ｊｌ路（・ある。第２図を用いＣ，第
１図のインバー９回路及びり・−ジ吸収回路の動作（、
二ついて以下説明りる。第２図に（１５いて、ａ ’ｒ
Ｏ２がＯＮ状態にあるどりるど（１荷電流し１が第２
図中の矢印の向きに流れており、ＧＴｏ２に流れる電流
Ｉ Ｉｆ ２ Ｌ：Ｌ ｆ’Ｊ 伺）［７流ｉ ＋Ｈに
等しい。この状態ｅＧ Ｔ Ｏ２ヲＯｒ” Ｆ ｋ：
’Ｊ ルどＧ −ｒ Ｏ２ニ流れ２〉電流■１１２は次
第に減少し“Ｃいく。この間、誘導電動機２６のインダ
クタンス分のため負荷電流１ ｕが魚激に変化ｌ）＜「
いど１れば、Ｉ（１２の減少を袖１．「う為に、ダイイ
ー１８−薯ンデンリ２０を通して電流が流れる。この間
に″：１ンデンｌｊ ２０は充電され、」ンデンリ２０
の充電電圧１三Ω２ｏは次第にｌ： ！ｒ７ Ｌ ’Ｕ
いく。この充電電圧ＥＣ２ｏが直流電源１のｌＩ：＋流
電用１］（１ど等しく ＜＜った時、ダイオード８が（
１１Ｆ １．、、、帰３■ダイＡ−ド５ 工がＯ，ＮＬ
、て電流ｒ １１２１．１ ’＠に／、ｉ、イ）うとす
るが配線インダクタンスに蓄えられていたエネルギーが
ある為このエネル１゛−が］ンデンザ２０に移動し、］
ンデンリ２０の充電電圧ＥＯ２１１のピーク値は直流電
圧［ｄＪ、りも高＜ ｊＣる。Ｇ −ｒ Ｏ２の端子間
電圧及び順電圧上背率（ｄｖ／ｄｔ）はコンデンサ２０
の充電電圧ｒ’ｃ２［１によって決定されるので端子間
電圧のピーク値及び順電圧上昇率（ｄＶ／ｄｔ）を抑制
する為には］ンデンリ°２０には容量の大きなものを選
択Ｊ゛る必要がある。
７−１＼を構成（１６Ｇ１０に並列に接続ｉき４”また
り・−ジ吸収ｌ１ｊｌ路（・ある。第２図を用いＣ，第
１図のインバー９回路及びり・−ジ吸収回路の動作（、
二ついて以下説明りる。第２図に（１５いて、ａ ’ｒ
Ｏ２がＯＮ状態にあるどりるど（１荷電流し１が第２
図中の矢印の向きに流れており、ＧＴｏ２に流れる電流
Ｉ Ｉｆ ２ Ｌ：Ｌ ｆ’Ｊ 伺）［７流ｉ ＋Ｈに
等しい。この状態ｅＧ Ｔ Ｏ２ヲＯｒ” Ｆ ｋ：
’Ｊ ルどＧ −ｒ Ｏ２ニ流れ２〉電流■１１２は次
第に減少し“Ｃいく。この間、誘導電動機２６のインダ
クタンス分のため負荷電流１ ｕが魚激に変化ｌ）＜「
いど１れば、Ｉ（１２の減少を袖１．「う為に、ダイイ
ー１８−薯ンデンリ２０を通して電流が流れる。この間
に″：１ンデンｌｊ ２０は充電され、」ンデンリ２０
の充電電圧１三Ω２ｏは次第にｌ： ！ｒ７ Ｌ ’Ｕ
いく。この充電電圧ＥＣ２ｏが直流電源１のｌＩ：＋流
電用１］（１ど等しく ＜＜った時、ダイオード８が（
１１Ｆ １．、、、帰３■ダイＡ−ド５ 工がＯ，ＮＬ
、て電流ｒ １１２１．１ ’＠に／、ｉ、イ）うとす
るが配線インダクタンスに蓄えられていたエネルギーが
ある為このエネル１゛−が］ンデンザ２０に移動し、］
ンデンリ２０の充電電圧ＥＯ２１１のピーク値は直流電
圧［ｄＪ、りも高＜ ｊＣる。Ｇ −ｒ Ｏ２の端子間
電圧及び順電圧上背率（ｄｖ／ｄｔ）はコンデンサ２０
の充電電圧ｒ’ｃ２［１によって決定されるので端子間
電圧のピーク値及び順電圧上昇率（ｄＶ／ｄｔ）を抑制
する為には］ンデンリ°２０には容量の大きなものを選
択Ｊ゛る必要がある。
次にＧ Ｔ’ ０２がＯＦＦ状態にあるとする。この間
コンデンサ２０には前述の直流電圧［ＥＯ２［＋に充電
されている。この状態で主ＧＴＯをＯＮにするとコンデ
ンサ２０に充電されていた電荷は抵抗１４を通して放電
される。抵抗１４はコンデンサ２０に蓄えられていた電
ツノを消費すると共に放電電流のピーク値を抑制する。
コンデンサ２０には前述の直流電圧［ＥＯ２［＋に充電
されている。この状態で主ＧＴＯをＯＮにするとコンデ
ンサ２０に充電されていた電荷は抵抗１４を通して放電
される。抵抗１４はコンデンサ２０に蓄えられていた電
ツノを消費すると共に放電電流のピーク値を抑制する。
この抵抗による電力損失を減少させる為に抵抗１４の抵
抗値を小さくリーれば放電電流のピーク値が上貸し、素
子を破壊する恐れがあるので抵抗値を無制限に小さくす
ることはできない。
抗値を小さくリーれば放電電流のピーク値が上貸し、素
子を破壊する恐れがあるので抵抗値を無制限に小さくす
ることはできない。
５−
自己消弧形の１１′−導体開閉素子（Ｇ Ｔ ０２−７
）はスイツｆンこハｈｉｌｌ （’１１ｔ；’ｊ間が
早い為に０［Ｅ動性時の通電電流の変化率（ｌｉ／＋ｌ
ｔが大きく回路の配線インダクタンスに蓄λられるＬネ
ルギーが人となり、半導体開閉素子（０’ｒ Ｏ２〜７
）をこのエネルギーから保訛りる必要がある。前述の１
Ｌ−ジ吸収回路【ｊ、（グイＡ−１４１”３＝１３、抵
抗器１／Ｉへ・１９、−１ンデンリ２０・−２５）この
］ネルギーを吸収する為のものである。又、自己消弧形
の半）９体素子（Ｇ Ｔ ０２ ＝−７）は通常の１１
イリスタより順電圧上４率（ｄｖ／＋Ｉｔ）のに１容値
が小さい上に、スイッチング動１’ｌ’、 １１５間が
速い為に素子に加わる順電圧上昇率（（ＩＶ、、／ ｄ
ｌ）も大きくなる。回路のインダクタンスの１′？、ル
ー１゛−を充分に吸収し、又、順電圧上を率（ｄｖ、〆
’ ｔｌ ｔ ）や素子に加わる過電圧を抑制り“る為
に【、Ｌ前述のり−ジ吸収回路の＝ｌンーｉン勺容聞を
大きくり−る必要がある。自己消弧形１１（導体開閉素
子（０丁０２−７ ）の場合、このコンデンサ２０〜２
５の容量【、１リイリスク等と比べて約４〜１０倍数」
にイｒる３、一方、］ンデン゛す２０〜６− ２５に蓄えられた電力は抵抗８〜１３によって消費され
電力損失となり更にこの損失は各半導体開閉素子（ＧＴ
Ｏ２〜７）のスイッチング毎に生じる為装置の運転効率
を大幅に下げる。このコンデンυ′２０−２５の放電に
よる抵抗８〜１３での損失はコンデンサ２０〜２５の容
量に比例して大きくなる為半導体開閉素子、特に自己消
弧形の半導体開閉素子で構成される電力変換装置におい
ては半導体開閉素子の保護及びその為のサージ吸収回路
にお【Ｊる損失が問題となっていた。
）はスイツｆンこハｈｉｌｌ （’１１ｔ；’ｊ間が
早い為に０［Ｅ動性時の通電電流の変化率（ｌｉ／＋ｌ
ｔが大きく回路の配線インダクタンスに蓄λられるＬネ
ルギーが人となり、半導体開閉素子（０’ｒ Ｏ２〜７
）をこのエネルギーから保訛りる必要がある。前述の１
Ｌ−ジ吸収回路【ｊ、（グイＡ−１４１”３＝１３、抵
抗器１／Ｉへ・１９、−１ンデンリ２０・−２５）この
］ネルギーを吸収する為のものである。又、自己消弧形
の半）９体素子（Ｇ Ｔ ０２ ＝−７）は通常の１１
イリスタより順電圧上４率（ｄｖ／＋Ｉｔ）のに１容値
が小さい上に、スイッチング動１’ｌ’、 １１５間が
速い為に素子に加わる順電圧上昇率（（ＩＶ、、／ ｄ
ｌ）も大きくなる。回路のインダクタンスの１′？、ル
ー１゛−を充分に吸収し、又、順電圧上を率（ｄｖ、〆
’ ｔｌ ｔ ）や素子に加わる過電圧を抑制り“る為
に【、Ｌ前述のり−ジ吸収回路の＝ｌンーｉン勺容聞を
大きくり−る必要がある。自己消弧形１１（導体開閉素
子（０丁０２−７ ）の場合、このコンデンサ２０〜２
５の容量【、１リイリスク等と比べて約４〜１０倍数」
にイｒる３、一方、］ンデン゛す２０〜６− ２５に蓄えられた電力は抵抗８〜１３によって消費され
電力損失となり更にこの損失は各半導体開閉素子（ＧＴ
Ｏ２〜７）のスイッチング毎に生じる為装置の運転効率
を大幅に下げる。このコンデンυ′２０−２５の放電に
よる抵抗８〜１３での損失はコンデンサ２０〜２５の容
量に比例して大きくなる為半導体開閉素子、特に自己消
弧形の半導体開閉素子で構成される電力変換装置におい
ては半導体開閉素子の保護及びその為のサージ吸収回路
にお【Ｊる損失が問題となっていた。
［発明の目的］
本発明は前述したような従来技術の問題点に鑑みてなさ
れたもので、半導体開閉素子の順電圧上シフ率（ｃｌｖ
／ｄｔ）や端子間電圧のピーク値等を抑制して半導体開
閉素子を保護し、更に、電力損失を大幅に減少させるこ
とのできるサージ吸収回路を使用づることにより運転効
率を高めた電力変換装置を提供Ｊることを目的としてい
る。
れたもので、半導体開閉素子の順電圧上シフ率（ｃｌｖ
／ｄｔ）や端子間電圧のピーク値等を抑制して半導体開
閉素子を保護し、更に、電力損失を大幅に減少させるこ
とのできるサージ吸収回路を使用づることにより運転効
率を高めた電力変換装置を提供Ｊることを目的としてい
る。
［発明の概要１
本発明では電力変換装置のブリッジ回路を構成している
各半導体開閉素子に共通して有効なサージ吸収回路を新
たに設けることによって回路のインダクタンスににるエ
ネルギーを吸収し、半導体開閉素子に加わる順電圧上昇
率（ｄｖ／ ｄｔ ）や過電圧等を抑制して半導体開閉
素子を保護し、更にこのサージ吸収回路に貯えられた電
力は直流電源側へ帰還できるようにして、半導体開閉素
子のスイッチング時の損失を減少させ電力変換装置の運
転効率を高めているところに特徴がある。
各半導体開閉素子に共通して有効なサージ吸収回路を新
たに設けることによって回路のインダクタンスににるエ
ネルギーを吸収し、半導体開閉素子に加わる順電圧上昇
率（ｄｖ／ ｄｔ ）や過電圧等を抑制して半導体開閉
素子を保護し、更にこのサージ吸収回路に貯えられた電
力は直流電源側へ帰還できるようにして、半導体開閉素
子のスイッチング時の損失を減少させ電力変換装置の運
転効率を高めているところに特徴がある。
［発明の実施例］
本発明の実施例を第３図に示す。第３図中第１図と同一
番号のものは第１図と同一の構成要素であるので、説明
を省略する。図中２７〜３２はコンデンサ、３３〜３８
はダイオード、３９．４０はコンデンサ、４１．４４は
抵抗、４２．４３はダイオードである。第３図は直流電
ｍ１の直流電力をＧＴＯ２〜７で構成されるブリッジ回
路により交流電力に変換し負荷の誘導電動機２６に供給
するインバータ回路である。また、ダイオード８〜１３
、抵抗１４〜１９、コンデンサ２７〜３２は第１図にお
いて説明したサージ吸収回路と同様の構成で各ＧＴＯに
並列されるサージ吸収回路（便宜上第１のサージ吸収回
路と呼ぶ）の構成要素である。ダイオード３３〜３Ｂ、
４２．４３１、］ンデンリー３９．４．０、抵抗４１．
４４は本発明で新たに設４−Ｊたサージ吸収回路（便宜
上第２のサージ吸収回路と呼ぶ）の構成要素であり、コ
ンデンサ３９．４０はり一ジ吸収用のコンデンサであり
、ダイオード３３〜３８で構成されている３層純ブリツ
ジと直列に接続され単にＧ Ｔ Ｏ２〜７で構成されて
いる３相ブリツジと並列接続されており、この為第２の
サージ吸収回路はＧＴＯ２〜７の全ての保護に有効とな
っている。抵抗４１、ダイオード４２、及び抵抗４３、
ダイオード４４は＝１ンデンサ３９．４０に貯えられる
電力を負荷側へ供給する為のバイパス回路である。
番号のものは第１図と同一の構成要素であるので、説明
を省略する。図中２７〜３２はコンデンサ、３３〜３８
はダイオード、３９．４０はコンデンサ、４１．４４は
抵抗、４２．４３はダイオードである。第３図は直流電
ｍ１の直流電力をＧＴＯ２〜７で構成されるブリッジ回
路により交流電力に変換し負荷の誘導電動機２６に供給
するインバータ回路である。また、ダイオード８〜１３
、抵抗１４〜１９、コンデンサ２７〜３２は第１図にお
いて説明したサージ吸収回路と同様の構成で各ＧＴＯに
並列されるサージ吸収回路（便宜上第１のサージ吸収回
路と呼ぶ）の構成要素である。ダイオード３３〜３Ｂ、
４２．４３１、］ンデンリー３９．４．０、抵抗４１．
４４は本発明で新たに設４−Ｊたサージ吸収回路（便宜
上第２のサージ吸収回路と呼ぶ）の構成要素であり、コ
ンデンサ３９．４０はり一ジ吸収用のコンデンサであり
、ダイオード３３〜３８で構成されている３層純ブリツ
ジと直列に接続され単にＧ Ｔ Ｏ２〜７で構成されて
いる３相ブリツジと並列接続されており、この為第２の
サージ吸収回路はＧＴＯ２〜７の全ての保護に有効とな
っている。抵抗４１、ダイオード４２、及び抵抗４３、
ダイオード４４は＝１ンデンサ３９．４０に貯えられる
電力を負荷側へ供給する為のバイパス回路である。
第３図においてＧＴＯ２がＯＮ状態にあると負荷電流Ｔ
ＬｌがＧＴ、０２を通して流れている。この状態でＧ
ＴＯ２をＯＦＦにするとＧＴＯ２に流れる電流は次第に
減少していき、この間前述の第２９− 図と同様に負荷電流が急激に変化しないとするとＧＴＯ
２に流れる電流の減少を補う為にダイオード８−−−］
ンデンリ２７及び−］コンデンサ３９−ダイオード３を
通して電流が流れ、〕−１ンデンリ２７及びＴコンＪ′
ン−リ３９は充電（きれる。充電型打がに１流電圧ＩＥ
ｄに達するとダイＡ−−ド８は０ＦＦＬ、帰還ダイオ
ード５１がＯＮ 、！：なる。Ｇ １’ ０２ Ｌこハ
Ｖ１わる端子間電圧のピーク値や順電圧上界率（ｒｌｖ
／（１ｔ）は′１ンデンリ２７及び］コンデンサ９にＪ
：り抑ｌ、ＩＩすることができる。
ＬｌがＧＴ、０２を通して流れている。この状態でＧ
ＴＯ２をＯＦＦにするとＧＴＯ２に流れる電流は次第に
減少していき、この間前述の第２９− 図と同様に負荷電流が急激に変化しないとするとＧＴＯ
２に流れる電流の減少を補う為にダイオード８−−−］
ンデンリ２７及び−］コンデンサ３９−ダイオード３を
通して電流が流れ、〕−１ンデンリ２７及びＴコンＪ′
ン−リ３９は充電（きれる。充電型打がに１流電圧ＩＥ
ｄに達するとダイＡ−−ド８は０ＦＦＬ、帰還ダイオ
ード５１がＯＮ 、！：なる。Ｇ １’ ０２ Ｌこハ
Ｖ１わる端子間電圧のピーク値や順電圧上界率（ｒｌｖ
／（１ｔ）は′１ンデンリ２７及び］コンデンサ９にＪ
：り抑ｌ、ＩＩすることができる。
次にＧＴＯ２がＯＦＦ状態にあり、ＯＮＮ日月送られＯ
Ｎ状態になるとコンアン１ノ２７に貯えられていた電力
は放電され、抵抗１４ににって消費される。又Ｇ Ｔ
０２が０１ＦからＯＮ状態に変わる時直流電源のｑ側で
はＧ ’Ｔ’ ０２がＯＮ状態にある。従ってコンデン
サ３９に貯えられていた電力はＧ ＴＯ２−１１荷−Ｇ
王０６−抵抗４４−ダイオード４３を通１ノＣ直流１＠
源１と等しい電圧１直に放電され、」ン）′シリ；１９
に貯えらねたエネルギーは直流電源１に帰還することが
できる。抵抗４４−１０− は放電電流の振動を抑制するために接続されているが抵
抗値が小さくて良いので前記帰還エネルギーの抵抗４４
による損失は小さい。従って第２のサージ吸収回路のコ
ンデン′す３９，４０の容量を大きくしても電力の損失
はわずかである。一方、サージ吸収回路の本来の目的で
ある半導体開閉素子の順電圧上背率（ｄＶ／ｄｔ）等の
抑制の為に、第１のり一−ジ吸収回路ど第２のサージ吸
収回路の１ｏｔａｌのコンデンザ容量を大きくする必要
があるが、前記の第２の１ノ一ジ吸収回路のコンデンナ
容量を大きくすれば、第１のサージ吸収回路に接続する
コンデンサ２７〜３２の容量は小さくＭることができる
。従って、半導体開閉素子のスイッチング時の電力の損
失は大幅に減少させることができる。
Ｎ状態になるとコンアン１ノ２７に貯えられていた電力
は放電され、抵抗１４ににって消費される。又Ｇ Ｔ
０２が０１ＦからＯＮ状態に変わる時直流電源のｑ側で
はＧ ’Ｔ’ ０２がＯＮ状態にある。従ってコンデン
サ３９に貯えられていた電力はＧ ＴＯ２−１１荷−Ｇ
王０６−抵抗４４−ダイオード４３を通１ノＣ直流１＠
源１と等しい電圧１直に放電され、」ン）′シリ；１９
に貯えらねたエネルギーは直流電源１に帰還することが
できる。抵抗４４−１０− は放電電流の振動を抑制するために接続されているが抵
抗値が小さくて良いので前記帰還エネルギーの抵抗４４
による損失は小さい。従って第２のサージ吸収回路のコ
ンデン′す３９，４０の容量を大きくしても電力の損失
はわずかである。一方、サージ吸収回路の本来の目的で
ある半導体開閉素子の順電圧上背率（ｄＶ／ｄｔ）等の
抑制の為に、第１のり一−ジ吸収回路ど第２のサージ吸
収回路の１ｏｔａｌのコンデンザ容量を大きくする必要
があるが、前記の第２の１ノ一ジ吸収回路のコンデンナ
容量を大きくすれば、第１のサージ吸収回路に接続する
コンデンサ２７〜３２の容量は小さくＭることができる
。従って、半導体開閉素子のスイッチング時の電力の損
失は大幅に減少させることができる。
第４図に本発明の他の実施例を示づ。この図で第３図と
同一の番号を付した構成要素は同一要素機能である為、
説明を省く。４５．４６はコンデンナである。ＧＴＯ２
がＯＮ状態からＯＦＦ状態に移行する際の回路のインダ
クタンスによるエネルギーは二］ンデンリー／１５にＪ
、って吸収し、順電圧上昇率（ｄＶ／（ＩＩ’）を抑制
層る。一方ＧＴＯ２がＯＦＦ状態からＯＮ状態ｌ＼移行
覆る際のコンデンサ４５の放電電力はＧ Ｔ Ｏ２を通
して負荷側に供給することができ、各３１′導体ｆｍｒ
Ｊ］素子のスイッチング時に第１のサージ吸収回路で生
じる電力損失がない為第４図の回路、ｊ、り更に損失を
少なくすることができる。従って素子の保護の為に必要
な、容量の人ぎな］ンデン号を第２のサージ吸収回路に
使用することにより、第１のサージ吸収回路を設けなく
とも、各素子の保護ができ、電力損失が少なく、回路構
成の簡単な電力変換装置を提供することができる。
同一の番号を付した構成要素は同一要素機能である為、
説明を省く。４５．４６はコンデンナである。ＧＴＯ２
がＯＮ状態からＯＦＦ状態に移行する際の回路のインダ
クタンスによるエネルギーは二］ンデンリー／１５にＪ
、って吸収し、順電圧上昇率（ｄＶ／（ＩＩ’）を抑制
層る。一方ＧＴＯ２がＯＦＦ状態からＯＮ状態ｌ＼移行
覆る際のコンデンサ４５の放電電力はＧ Ｔ Ｏ２を通
して負荷側に供給することができ、各３１′導体ｆｍｒ
Ｊ］素子のスイッチング時に第１のサージ吸収回路で生
じる電力損失がない為第４図の回路、ｊ、り更に損失を
少なくすることができる。従って素子の保護の為に必要
な、容量の人ぎな］ンデン号を第２のサージ吸収回路に
使用することにより、第１のサージ吸収回路を設けなく
とも、各素子の保護ができ、電力損失が少なく、回路構
成の簡単な電力変換装置を提供することができる。
他方、第３図、第４図の第２のサージ吸収回路に接続さ
れている抵抗＝１１．４４は第２のサージ吸収回路のコ
ンデンサの族Ｎ電流の振動を抑制する為のものであるが
、回路条件や半導体開閉素子の電流定格床ｆ′１などＪ
：す、抵抗器４１．４４を設けない場合も本発明と同様
の効果が得られることが明らかである。前述した第３図
、第４図の実施例は三層のインバータ回路を用いたが、
総数が異っても、又、コンバータ回路であっても本発明
が有効であるのはもちろんである。更に負荷電ｅ機は誘
導機に限定されるものでないことも明らかである。その
他本発明の要旨を変更しない範囲において種々の変形回
路を構成できる。
れている抵抗＝１１．４４は第２のサージ吸収回路のコ
ンデンサの族Ｎ電流の振動を抑制する為のものであるが
、回路条件や半導体開閉素子の電流定格床ｆ′１などＪ
：す、抵抗器４１．４４を設けない場合も本発明と同様
の効果が得られることが明らかである。前述した第３図
、第４図の実施例は三層のインバータ回路を用いたが、
総数が異っても、又、コンバータ回路であっても本発明
が有効であるのはもちろんである。更に負荷電ｅ機は誘
導機に限定されるものでないことも明らかである。その
他本発明の要旨を変更しない範囲において種々の変形回
路を構成できる。
［本発明の効果］
本発明によれば、半導体開閉素子によって構成されてい
る電力交換装置において、各半導体開閉素子に共通に有
効な大きな容量のコンデンサを使用したサージ吸収回路
を使用し、このサージ吸収回路を構成するコンデンサに
貯えられる電力は直流電源または負荷側に供給すること
ができるようにした為、従来の勺−ジ吸収回路の問題点
であった半導体開閉素子のスイッチング時の順電圧上昇
率（ｄｖ／ ｄｔ ）等を十分に抑制し、かつ、半導体
開閉素子のスイッチング時に発生するサージ吸収回路に
おける電力の損失を大幅に減少させ、電力変換装置の運
転効率を大幅に向上させることができる。
る電力交換装置において、各半導体開閉素子に共通に有
効な大きな容量のコンデンサを使用したサージ吸収回路
を使用し、このサージ吸収回路を構成するコンデンサに
貯えられる電力は直流電源または負荷側に供給すること
ができるようにした為、従来の勺−ジ吸収回路の問題点
であった半導体開閉素子のスイッチング時の順電圧上昇
率（ｄｖ／ ｄｔ ）等を十分に抑制し、かつ、半導体
開閉素子のスイッチング時に発生するサージ吸収回路に
おける電力の損失を大幅に減少させ、電力変換装置の運
転効率を大幅に向上させることができる。
１３−
第１図はゲーＩ−ターンＡフリイリスタを使用した電力
変換装置の従来の代表的な例である３相インバ一タ回路
の構成図、第２図は第１図の回路のアームの１つを示し
た図、第ご３図は第１図に対応した本発明の一実施例を
示す構成図、第４図は本発明の他の実施例を示す構成図
である。 １・・・直流電源、２へ・７・・・ゲートターンオフリ
イリスタ、２１〜７ｔ・・・９ｉｉｌ還ダイオード、８
〜１３・・・ダイオード、１４〜′１９・・・抵抗、２
０〜２５・・・抵抗、２６・・・誘導電動機、２７〜３
２・・・コンデンサ、３３〜３８・・・ダイオード、３
９〜４０・・・コンデンサ、４１・・・抵抗、４２．４
３・・・ダイオード、４４・・・抵抗、４５．／１６・
・・］コンデンサ出願人代理人 弁理士 鈴江武彦 １４−
変換装置の従来の代表的な例である３相インバ一タ回路
の構成図、第２図は第１図の回路のアームの１つを示し
た図、第ご３図は第１図に対応した本発明の一実施例を
示す構成図、第４図は本発明の他の実施例を示す構成図
である。 １・・・直流電源、２へ・７・・・ゲートターンオフリ
イリスタ、２１〜７ｔ・・・９ｉｉｌ還ダイオード、８
〜１３・・・ダイオード、１４〜′１９・・・抵抗、２
０〜２５・・・抵抗、２６・・・誘導電動機、２７〜３
２・・・コンデンサ、３３〜３８・・・ダイオード、３
９〜４０・・・コンデンサ、４１・・・抵抗、４２．４
３・・・ダイオード、４４・・・抵抗、４５．／１６・
・・］コンデンサ出願人代理人 弁理士 鈴江武彦 １４−
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 ゲーＩ・タンＡフＩナイリスタや大電力用トランジスタ
などｌｌ′！速スイッチングが可能な半導体開閉糸量で
構成した第１のブリッジ回路の直流端子を直流電源に接
わ“Ｃ１ノ、交流端に負荷を接続り−る電力副。 置において、ダイオードで構成した第２のブリッジ回路
の交流端子と前記第１のブリッジ回路の交流端子を接続
し、前記第１のブリッジ回路の直流端子ど前記第２のブ
リッジ回路の直流端子間にそれぞれ少なくとも１個のコ
ンデンサを接続し、史に、第２のｌリッジ回路ど前記］
ンデンリどの接続点にぞれぞれの一端が接続され他端が
たずぎが【ノに前記直流電源に接続される少むくとも１
対のダイＡ−ドとから成る電力変換装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58128910A JPS6022475A (ja) | 1983-07-15 | 1983-07-15 | 電力変換装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58128910A JPS6022475A (ja) | 1983-07-15 | 1983-07-15 | 電力変換装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6022475A true JPS6022475A (ja) | 1985-02-04 |
Family
ID=14996384
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58128910A Pending JPS6022475A (ja) | 1983-07-15 | 1983-07-15 | 電力変換装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6022475A (ja) |
-
1983
- 1983-07-15 JP JP58128910A patent/JPS6022475A/ja active Pending
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