JPS586078A - インバ−タ - Google Patents
インバ−タInfo
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- JPS586078A JPS586078A JP56103391A JP10339181A JPS586078A JP S586078 A JPS586078 A JP S586078A JP 56103391 A JP56103391 A JP 56103391A JP 10339181 A JP10339181 A JP 10339181A JP S586078 A JPS586078 A JP S586078A
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- capacitor
- snubber
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output
- H02M7/42—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/505—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
- H02M7/515—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、インバータに係り、特に、直流を交流に変換
する変換器がスイッチング素子で構成されているインバ
ータに関する。
する変換器がスイッチング素子で構成されているインバ
ータに関する。
従来から、インバータにおける直流を交流に変換する変
換器としてゲートターンオフサイリスタ（以下ＧＴＯと
称する）等のスイッチング素子が用いられている。この
ＧＴＯを用いてインバータを構成する場合、ＧＴＯのタ
ーンオ／、ターンオフ時の電圧を吸収するためにスナバ
回路が設けられている。
換器としてゲートターンオフサイリスタ（以下ＧＴＯと
称する）等のスイッチング素子が用いられている。この
ＧＴＯを用いてインバータを構成する場合、ＧＴＯのタ
ーンオ／、ターンオフ時の電圧を吸収するためにスナバ
回路が設けられている。
第１図には、ＧＴＯを用いた単相インバータの構成図が
示されている。同図において、単相インバータは、直流
電源Ｅから供給される直流を交流に変換して負荷に供給
することができる。この直流を交流に変換するだめの変
換器として、ＧＴＯ１。
示されている。同図において、単相インバータは、直流
電源Ｅから供給される直流を交流に変換して負荷に供給
することができる。この直流を交流に変換するだめの変
換器として、ＧＴＯ１。
２．３．４が直流電源Ｅと交流出力端子Ｔ、、Ｔ２間に
設けられている。ＧＴＯＩのアノードとカソ−ド間に接
続されているダイオードＤ１、抵抗Ｒ１、コンデンサＣ
１はスナバ回路を構成している。スナバ回路のコンデン
サＣ１（以下スナバコンデンサと称する）はＧＴＯＩの
ターンオフ時の電圧を吸収し、ターンオフ時のスイッチ
ングパワを低減するために設けられている。ダイオード
Ｄ、ｆｄＧＴＯ１がターンオンするときスナバコンデン
サＣ１からの放電電流を阻止するために設けられている
。すなわち、スナバコンデンサＣ１が放電するとスナバ
回路の抵抗Ｒ，（以下スナバ抵抗と称する）を介して流
れることになる。そして、スナバコンデンサＣ１の放電
エネルギーを消費するためにスナバ抵抗Ｒ１が設けられ
ている。
設けられている。ＧＴＯＩのアノードとカソ−ド間に接
続されているダイオードＤ１、抵抗Ｒ１、コンデンサＣ
１はスナバ回路を構成している。スナバ回路のコンデン
サＣ１（以下スナバコンデンサと称する）はＧＴＯＩの
ターンオフ時の電圧を吸収し、ターンオフ時のスイッチ
ングパワを低減するために設けられている。ダイオード
Ｄ、ｆｄＧＴＯ１がターンオンするときスナバコンデン
サＣ１からの放電電流を阻止するために設けられている
。すなわち、スナバコンデンサＣ１が放電するとスナバ
回路の抵抗Ｒ，（以下スナバ抵抗と称する）を介して流
れることになる。そして、スナバコンデンサＣ１の放電
エネルギーを消費するためにスナバ抵抗Ｒ１が設けられ
ている。
又、ＧＴＯｌがターンオンするときの電流の立ち上が９
上昇率ｄ ｉ ／ ｄ ｔを抑えると共に、アーム短絡
時の電流を限流するために限流リアクトルＬ、が設けら
れている。限流リアクトルＬ１にはダイオードＤ２と抵
抗Ｒ２が並列に接続されている。このダイオードＤ２は
ＧＴＯＩのターンオン、ターンオフ時にＣＴＯｌに過電
圧がかかることを防止するために設けられてお９、抵抗
Ｒ１２はＧＴＯ１がターンオフしてから再びターンオフ
するまでの間、限流リアクトルＬ、に生じるエネルギー
を消費させ、ＧＴｏｌのターンオフ時の電流の立ち上が
り上昇率ｄｉ／ｄｔの抑制を高めるために設けられてい
る。
上昇率ｄ ｉ ／ ｄ ｔを抑えると共に、アーム短絡
時の電流を限流するために限流リアクトルＬ、が設けら
れている。限流リアクトルＬ１にはダイオードＤ２と抵
抗Ｒ２が並列に接続されている。このダイオードＤ２は
ＧＴＯＩのターンオン、ターンオフ時にＣＴＯｌに過電
圧がかかることを防止するために設けられてお９、抵抗
Ｒ１２はＧＴＯ１がターンオフしてから再びターンオフ
するまでの間、限流リアクトルＬ、に生じるエネルギー
を消費させ、ＧＴｏｌのターンオフ時の電流の立ち上が
り上昇率ｄｉ／ｄｔの抑制を高めるために設けられてい
る。
なお、ＧＴＯ２，３，４に設けられているスナバ抵抗Ｒ
３、Ｒ５、Ｒ７、スナバコンデンサＣ２＋Ｃ３，Ｃ４、
ダイオードＤ３ 、Ｄ、、Ｄ、、Ｄ６ 。
３、Ｒ５、Ｒ７、スナバコンデンサＣ２＋Ｃ３，Ｃ４、
ダイオードＤ３ 、Ｄ、、Ｄ、、Ｄ６ 。
Ｄ７．Ｄ、 、抵抗Ｒ４、Ｒ６、Ｒｓ 、限時リアクト
ルＬ２．Ｌ３．Ｌ、は、それぞれＧＴＯＩに用いられて
いるものと同様の機能を有するものである。
ルＬ２．Ｌ３．Ｌ、は、それぞれＧＴＯＩに用いられて
いるものと同様の機能を有するものである。
又、ＧＴＯＩ、２，３．４のアノードとカソード間には
フライホールダイオードＤ ｇ ｒ Ｄ １ｏ ＋ Ｄ
Ｉ＋ ’＋Ｄ１□が接続されている。
フライホールダイオードＤ ｇ ｒ Ｄ １ｏ ＋ Ｄ
Ｉ＋ ’＋Ｄ１□が接続されている。
以上の構成によシ、第１図に示されているインバータに
おいて、ＧＴＯＩ、２，３．４をスイッチング制御する
ことにより、直流を交流に変換して交流出力端子Ｔ、、
Ｔ２間に接続される負荷に供給することができる。そし
て、スナバ回路によりＧＴＯＩ、２，３．４のターンオ
フ時のスイッチングパワが低減でき、良好なスイッチン
グ動作を確保することができる。
おいて、ＧＴＯＩ、２，３．４をスイッチング制御する
ことにより、直流を交流に変換して交流出力端子Ｔ、、
Ｔ２間に接続される負荷に供給することができる。そし
て、スナバ回路によりＧＴＯＩ、２，３．４のターンオ
フ時のスイッチングパワが低減でき、良好なスイッチン
グ動作を確保することができる。
ところが、ＧＴＯＩ、２，３．４がターンオンするとき
スナバコンデンサＣＩ ＋ Ｃ２Ｔ ｃ、＋０４の放電
エネルギーがそれぞれスナバ抵抗Ｒ１。
スナバコンデンサＣＩ ＋ Ｃ２Ｔ ｃ、＋０４の放電
エネルギーがそれぞれスナバ抵抗Ｒ１。
Ｒ８，Ｒ，、Ｒ７で消費されるようになっているので、
スナバ回路によって電力が消費される欠点がある。さら
に、ＧＴＯのスイッチング動作の動作周波数が高くなる
と、損失が増大する。
スナバ回路によって電力が消費される欠点がある。さら
に、ＧＴＯのスイッチング動作の動作周波数が高くなる
と、損失が増大する。
又、直流電源ＥとＧＴＯＩ、２．３．４の電源ラインに
は、第１図の符号り、で示されるように配線によるイン
ダクタンスが生じる。そのため、このインダクタンスＬ
、の両端には、ＧＴＯｌ。
は、第１図の符号り、で示されるように配線によるイン
ダクタンスが生じる。そのため、このインダクタンスＬ
、の両端には、ＧＴＯｌ。
２．３．４がターンオフするとき逆起電力が生じる。そ
して、このインダクタンスＬ、のエネルギーは直流電圧
ＶＤに加算されてスナバコンデンサＣ，，Ｃ２，Ｃ３，
Ｃ，に印加されるので、スナバコンデンサｃ、、ｃ２．
ｃ８．Ｃ４が過充電される。特に、大容量のインバータ
においては、インバータを構成する各部品が大きくなり
、直流電源ＥとＧＴＯとの距離が長くなりインダクタン
スし、の値が大きくなる。そのため、このような場合に
は、第２図に示される如く、スナバコンデンサに印加さ
れる電圧Ｖｃの尖頭値が直流電圧ＶＤの２倍以上になる
。そして、過充電されたスナバコンデンサｃ、、ｃ２．
ｃ３．ｃ、の電荷は、それぞれＧＴＯＩ、２，３．４が
ターンオフするときスナバ抵抗Ｒ，，Ｒ，３，Ｒ，，Ｒ
，を介して放電されるので、スナバ回路による損失がさ
らに増大する欠点がある。
して、このインダクタンスＬ、のエネルギーは直流電圧
ＶＤに加算されてスナバコンデンサＣ，，Ｃ２，Ｃ３，
Ｃ，に印加されるので、スナバコンデンサｃ、、ｃ２．
ｃ８．Ｃ４が過充電される。特に、大容量のインバータ
においては、インバータを構成する各部品が大きくなり
、直流電源ＥとＧＴＯとの距離が長くなりインダクタン
スし、の値が大きくなる。そのため、このような場合に
は、第２図に示される如く、スナバコンデンサに印加さ
れる電圧Ｖｃの尖頭値が直流電圧ＶＤの２倍以上になる
。そして、過充電されたスナバコンデンサｃ、、ｃ２．
ｃ３．ｃ、の電荷は、それぞれＧＴＯＩ、２，３．４が
ターンオフするときスナバ抵抗Ｒ，，Ｒ，３，Ｒ，，Ｒ
，を介して放電されるので、スナバ回路による損失がさ
らに増大する欠点がある。
なお、ｌＡはアノード電流であり、ＶＡＫはＧＴＯのア
ノードとカソード間の電圧である。
ノードとカソード間の電圧である。
又、従来のインバータにおいて、インバータの大容量化
や動作周波数の高周波化を図るためには、スナバ抵抗を
大容量のものにしなければならないので、インバータが
大型化すると共にコスト高となる欠点がある。
や動作周波数の高周波化を図るためには、スナバ抵抗を
大容量のものにしなければならないので、インバータが
大型化すると共にコスト高となる欠点がある。
本発明は、前記従来の課題に鑑みなされたもので、その
目的は損失が低減できるインバータを提供することにあ
る。
目的は損失が低減できるインバータを提供することにあ
る。
前記目的を達成するために本発明は、スイッチング素子
のターンオフ時にスナバコンデンサに蓄積されていた電
荷を、スイッチング素子のターンオン時に他のコンデン
サに蓄えるようにし、このコンデンサに蓄えられた電荷
をスイッチング素子のターンオフ時に負荷を介して放電
させるように構成したことを特徴とする。
のターンオフ時にスナバコンデンサに蓄積されていた電
荷を、スイッチング素子のターンオン時に他のコンデン
サに蓄えるようにし、このコンデンサに蓄えられた電荷
をスイッチング素子のターンオフ時に負荷を介して放電
させるように構成したことを特徴とする。
以下、図面に基づいて本発明の好適な実施例を説明する
。
。
第３図には、本発明の好適な実施例が示されている。な
お、第１図のものと同−又は相当する部材には同一の符
号が付されている。
お、第１図のものと同−又は相当する部材には同一の符
号が付されている。
本実施例は、第１図の場合と異なり、ＧＴＯＩ。
２．３．４と直列接続される限流リアクトルＬ１゜Ｌ２
、Ｌ３．Ｌ４が交流出力端子Ｔ１．Ｔ２に接続されて
おり、スナバコンデン？Ｃ，、Ｃ，，５ｚＧＴＯＩ、３
のアノード側に、スナバコンデンサＣ２，Ｃ４がＧＴＯ
２，４のカソード側にそれぞれ接続されている。そして
、スナバコンデンサｃ、、ｃ２．ｃ３．ｃ、はそれぞれ
ダイオードＤ、、Ｄ３．Ｄ６．Ｄ７を介し−ＣＧＴＯＩ
、２゜３．４のカソード側に接続されている。
、Ｌ３．Ｌ４が交流出力端子Ｔ１．Ｔ２に接続されて
おり、スナバコンデン？Ｃ，、Ｃ，，５ｚＧＴＯＩ、３
のアノード側に、スナバコンデンサＣ２，Ｃ４がＧＴＯ
２，４のカソード側にそれぞれ接続されている。そして
、スナバコンデンサｃ、、ｃ２．ｃ３．ｃ、はそれぞれ
ダイオードＤ、、Ｄ３．Ｄ６．Ｄ７を介し−ＣＧＴＯＩ
、２゜３．４のカソード側に接続されている。
又、スナバコンデンサＣ１，Ｃ２とダイオードＤ１．Ｄ
３の接続部はそれぞれダイオードＤ１３゜Ｄ、４とスナ
バコンデンサＣ，，Ｃ２の電荷を蓄えるだめの補助コン
デンサＣ６，Ｃ，を介して交流出力端子Ｔ１に接続され
ている。スナバコンデンサＣ３，Ｃ，とダイオードＤ、
、Ｄ７の接続部はそれぞれダイオードＤ、、 、 Ｄ、
６とスナバコンデンサＣ３，Ｃ，の電荷を蓄えるための
補助コンデンサＣ，，Ｃ，を介して交流出力端子Ｔ２に
接続されている。
３の接続部はそれぞれダイオードＤ１３゜Ｄ、４とスナ
バコンデンサＣ，，Ｃ２の電荷を蓄えるだめの補助コン
デンサＣ６，Ｃ，を介して交流出力端子Ｔ１に接続され
ている。スナバコンデンサＣ３，Ｃ，とダイオードＤ、
、Ｄ７の接続部はそれぞれダイオードＤ、、 、 Ｄ、
６とスナバコンデンサＣ３，Ｃ，の電荷を蓄えるための
補助コンデンサＣ，，Ｃ，を介して交流出力端子Ｔ２に
接続されている。
ダイオードＤ、３． Ｄｌ、と補助コンデンサＣ５＋Ｃ
７の接続部はそれぞれダイオードＤＩ？ ｅ Ｄ、８を
介して直流電源Ｅの負他性側に接続されている。
７の接続部はそれぞれダイオードＤＩ？ ｅ Ｄ、８を
介して直流電源Ｅの負他性側に接続されている。
ダイオードＤ、４． Ｄｌ、と補助コンデンサＣ０゜Ｃ
６の接続部はそれぞれダイオードＤＩＱ ＋ Ｄ２０を
介して直流電源Ｅの正極性側に接続されている。
６の接続部はそれぞれダイオードＤＩＱ ＋ Ｄ２０を
介して直流電源Ｅの正極性側に接続されている。
なお、各ＧＴＯに限流リアクトルが設けられているのは
、アーム短絡が生じたときの限流作用を強めるためであ
る。又、補助コンデンサＣ，，Ｃ，。
、アーム短絡が生じたときの限流作用を強めるためであ
る。又、補助コンデンサＣ，，Ｃ，。
Ｃ７，Ｃ８はスナバコンデンサＣＩ ＋ ｃ２＃ ｃ、
。
。
Ｃ４よりも大容量のものが用いられている。
以上の構成により本実施例においては、前述の第１図の
場合と同様に直流を交流に変換して交流出力端子に接続
される負荷に供給することができる。
場合と同様に直流を交流に変換して交流出力端子に接続
される負荷に供給することができる。
本実施例は、第１図においてＧＴＯがターンオンしたと
きスナバコンデンサに充電されていた電荷をスナバ抵抗
で消費させるようにしていたのとは異なり、ＧＴＯがタ
ーンオンしたときスナバコンデンサの電荷が他のコンデ
ンサに蓄えられるようになっている。
きスナバコンデンサに充電されていた電荷をスナバ抵抗
で消費させるようにしていたのとは異なり、ＧＴＯがタ
ーンオンしたときスナバコンデンサの電荷が他のコンデ
ンサに蓄えられるようになっている。
すなわち、ＧＴｏｌがターンオンすると、スナバコンデ
ンサＣ１の放電電流はＧＴＯＩ、Ｉ’ｌ流！Ｊアクドル
Ｌ１、補助コンデンサＣ６、ダイオードＤ１３のループ
で流れ、スナバコンデンサｃ１の電荷が補助コンデンサ
Ｃ６に充電される。このとき、ＧＴＯ２はターンオフさ
れているので、ＧＴＯ２には直流電圧ＶＤが印加される
。
ンサＣ１の放電電流はＧＴＯＩ、Ｉ’ｌ流！Ｊアクドル
Ｌ１、補助コンデンサＣ６、ダイオードＤ１３のループ
で流れ、スナバコンデンサｃ１の電荷が補助コンデンサ
Ｃ６に充電される。このとき、ＧＴＯ２はターンオフさ
れているので、ＧＴＯ２には直流電圧ＶＤが印加される
。
次に、ＧＴＯｌがターンオフすると負荷のエネルギーに
より、ＧＴＯ４、フライホールダイオードＤ１０％限流
リアクトルＬ２の閉ループを循環電流が流れ続けるので
、ＧＴＯ２の端子電圧はほぼ０となる。そのため、補助
コンデンサＣ３に蓄えられていた電荷は前記の閉ループ
を介して放電される。
より、ＧＴＯ４、フライホールダイオードＤ１０％限流
リアクトルＬ２の閉ループを循環電流が流れ続けるので
、ＧＴＯ２の端子電圧はほぼ０となる。そのため、補助
コンデンサＣ３に蓄えられていた電荷は前記の閉ループ
を介して放電される。
なお、ＧＴＯのスイッチング制御の方式によっては、前
記閉ループを構成するＧＴＯ４の代わりに、フライホー
ルダイオードＤ、１又はＧＴＯ３が閉ループの一部を構
成する。
記閉ループを構成するＧＴＯ４の代わりに、フライホー
ルダイオードＤ、１又はＧＴＯ３が閉ループの一部を構
成する。
又、補助コンデンサＣ６の電荷が放電されるとき、ＧＴ
Ｏ２のスナバコンデンサｃ２の電荷はダイオードＤ１い
補助コンデンサＣ６、負荷を介して放電される。そして
、この電荷は補助コンデンサＣ６に蓄えられる。この補
助コンデンサｃ６に蓄えられる電荷は、次にＧＴＯＩが
ターンオンするとき負荷とダイオードＩ）ｔｏを介して
放電される。
Ｏ２のスナバコンデンサｃ２の電荷はダイオードＤ１い
補助コンデンサＣ６、負荷を介して放電される。そして
、この電荷は補助コンデンサＣ６に蓄えられる。この補
助コンデンサｃ６に蓄えられる電荷は、次にＧＴＯＩが
ターンオンするとき負荷とダイオードＩ）ｔｏを介して
放電される。
なお、ＧＴｏｌがターンオフ状態でＧＴＯ２がターンオ
ンしたときも前述と同様な動作が繰り返される。又、Ｇ
ＴＯ３，４がそれぞれターンオン、ターンオフする場合
も前述と同様な動作となる。
ンしたときも前述と同様な動作が繰り返される。又、Ｇ
ＴＯ３，４がそれぞれターンオン、ターンオフする場合
も前述と同様な動作となる。
このように本実施例によれば、ＧＴＯがターンオンした
とき、スナバコンデンサに充電されていた電荷を、ＧＴ
Ｏとスナバコンデンサと閉ループをなす補助コンデンサ
に蓄えることができるので、従来のようなスナバ抵抗を
必要としない。そのため、装置の小型化が図れると共に
、損失を低減することができる。
とき、スナバコンデンサに充電されていた電荷を、ＧＴ
Ｏとスナバコンデンサと閉ループをなす補助コンデンサ
に蓄えることができるので、従来のようなスナバ抵抗を
必要としない。そのため、装置の小型化が図れると共に
、損失を低減することができる。
父、さらに、ＧＴＯがターンオンしたとき蓄えられた電
荷をＧＴＯがターンオフするとき負荷へエネルギーとし
て供給できるので、損失を低減でき、電力を有効に利用
できる。
荷をＧＴＯがターンオフするとき負荷へエネルギーとし
て供給できるので、損失を低減でき、電力を有効に利用
できる。
又、本実施例においては、配線によるインダクタンスし
、のエネルギーにより過充電されるスナバコンデンサの
電荷を電源に回生できる。
、のエネルギーにより過充電されるスナバコンデンサの
電荷を電源に回生できる。
すなわち、スナバコンデンサＣ１が過充電された場合は
、この電荷は、ダイオードＤ、７． Ｄ、、、スナバコ
ンデンサＣ１、直流電源Ｅのループにより電源に回生さ
れ、スナバコンデンサＣ２が過充電された場合は、ダイ
オードＤＩ４ ｒ ＤＩ９を介して電源に回生される。
、この電荷は、ダイオードＤ、７． Ｄ、、、スナバコ
ンデンサＣ１、直流電源Ｅのループにより電源に回生さ
れ、スナバコンデンサＣ２が過充電された場合は、ダイ
オードＤＩ４ ｒ ＤＩ９を介して電源に回生される。
なお、スナバコンデンサＣ３＋０４が過充電された場合
も同様に充電電荷は電源に回生される。
も同様に充電電荷は電源に回生される。
このように本実施例によれば、配線によるインダクタン
スの値が大きくても、スナバコンデンサに過充電された
電荷は電源に回生されるので、損失を低減できると共に
ＧＴＯを保護することができる。
スの値が大きくても、スナバコンデンサに過充電された
電荷は電源に回生されるので、損失を低減できると共に
ＧＴＯを保護することができる。
第４図にはＧＴＯがターンオンしたときスナバコンデン
サから流れるアノード電流ｉＡとアノード電圧Ｖ Ａ
Ｎの波形図が示されている。同図において、鎖線は従来
のインバータにおける波形図であり、実線は本実施例に
よる波形図である。
サから流れるアノード電流ｉＡとアノード電圧Ｖ Ａ
Ｎの波形図が示されている。同図において、鎖線は従来
のインバータにおける波形図であり、実線は本実施例に
よる波形図である。
本実施例によるアノード電流ｌＡは尖頭値が大きくなっ
ているが、ＧＴＯのターンオン初期のアノード電流ｉＡ
の値が小さくなっている。このことは、ＧＴＯのターン
オン初期の電流の立ち上り上昇率ｄｉ／ｄｔが限流リア
クトルによって抑えられているためである。一方、従来
の場合は、アノード電流■Ａの値が小さくなっている。
ているが、ＧＴＯのターンオン初期のアノード電流ｉＡ
の値が小さくなっている。このことは、ＧＴＯのターン
オン初期の電流の立ち上り上昇率ｄｉ／ｄｔが限流リア
クトルによって抑えられているためである。一方、従来
の場合は、アノード電流■Ａの値が小さくなっている。
このことは、スナバ抵抗によってアノード電流ｉへの先
頭値が抑えられているためである。しかし、ＧＴＯのタ
ーンオン初期のアノード電流ｉＡとアノード電圧Ｖ Ａ
ＫＯ値が本実施例よりも大きくなっている。
頭値が抑えられているためである。しかし、ＧＴＯのタ
ーンオン初期のアノード電流ｉＡとアノード電圧Ｖ Ａ
ＫＯ値が本実施例よりも大きくなっている。
このことは、本実施例の場合よりもＧＴＯの素子内部で
の電流の局部集中が大きいことを示している。すなわち
、ＧＴＯは、ＧＴＯがターンオンすると素子内部の狭い
領域が最初に導通状態となり、時間の経過と共にオン領
域が広くなるようになっている。そのため、ＧＴＯのタ
ーンオン時のアノード電流ｉＡの立ち上がり上昇率ｄｉ
／ｄｔが一定であれば、ＧＴＯの素子内部の電流密度の
最大値は時間の経過と共に小さくなる関係にある。従つ
一？：、ＧＴＯのターンオン初期のアノード電流ｉＡの
値が小さいことは、ＧＴＯの素子内部での電流の局部集
中が小さいことになる。このことは一本実施例において
、アノード電流ｉＡの値が増大しても、アノード電圧Ｖ
ＡＫの値が小さくなっていることからも明らかである。
の電流の局部集中が大きいことを示している。すなわち
、ＧＴＯは、ＧＴＯがターンオンすると素子内部の狭い
領域が最初に導通状態となり、時間の経過と共にオン領
域が広くなるようになっている。そのため、ＧＴＯのタ
ーンオン時のアノード電流ｉＡの立ち上がり上昇率ｄｉ
／ｄｔが一定であれば、ＧＴＯの素子内部の電流密度の
最大値は時間の経過と共に小さくなる関係にある。従つ
一？：、ＧＴＯのターンオン初期のアノード電流ｉＡの
値が小さいことは、ＧＴＯの素子内部での電流の局部集
中が小さいことになる。このことは一本実施例において
、アノード電流ｉＡの値が増大しても、アノード電圧Ｖ
ＡＫの値が小さくなっていることからも明らかである。
このように本実施例によれば、ＧＴＯ素子内部での電流
の局部集中を抑えることができるので、インバータの信
頼性の向上が図れる。
の局部集中を抑えることができるので、インバータの信
頼性の向上が図れる。
なお、本実施例においては、単相インバータについて述
べたが、本実施例を３相インバータに適用できることは
いうまでもない。
べたが、本実施例を３相インバータに適用できることは
いうまでもない。
以上説明したように、本発明によれば、インバータにお
ける損失が低減できるという優れた効果がある。
ける損失が低減できるという優れた効果がある。
第１図は、従来の単相インバータの構成図、第２図は、
第１図に示されているＧＴＯの動作波形図、第３図は、
本発明に係る実施例を示す構成図、第４図は、本発明と
従来例を比較するためのＧＴＯの動作波形図である。 １．２，３．４・・・ＧＴＯ，Ｃ，、Ｃ２，Ｃ３゜Ｃ４
・・・スナバコンデンサ、Ｌ１＃ Ｌ２ ＋ Ｌ３ ＋
Ｌ４・・・限流リアクトル、Ｅ・・・直流電源、Ｔ、。 Ｔ２・・・交流出力端子、ｃ、、ｃ、、ｃ７．ｃ、・・
・補助コンデンサ、ＤＩ〜Ｄ、、Ｄ、３〜Ｄ２０・・・
ダイオード、Ｄ９． Ｄ、ｏ、 Ｄ７． 、 Ｉ）１□
、、・フライホールダ第 １ 図 ＼ 第２図
第１図に示されているＧＴＯの動作波形図、第３図は、
本発明に係る実施例を示す構成図、第４図は、本発明と
従来例を比較するためのＧＴＯの動作波形図である。 １．２，３．４・・・ＧＴＯ，Ｃ，、Ｃ２，Ｃ３゜Ｃ４
・・・スナバコンデンサ、Ｌ１＃ Ｌ２ ＋ Ｌ３ ＋
Ｌ４・・・限流リアクトル、Ｅ・・・直流電源、Ｔ、。 Ｔ２・・・交流出力端子、ｃ、、ｃ、、ｃ７．ｃ、・・
・補助コンデンサ、ＤＩ〜Ｄ、、Ｄ、３〜Ｄ２０・・・
ダイオード、Ｄ９． Ｄ、ｏ、 Ｄ７． 、 Ｉ）１□
、、・フライホールダ第 １ 図 ＼ 第２図
Claims (1)
- １、スイッチング素子と、コンデンサと整流素子が直列
接続されたスナバ回路とが並列接続されているスイッチ
ング部が２個直列接続された直列回路を少なくとも２組
以上有し、これらの直列回路がそれぞれ直流電源に並列
接続され、各スイッチング部間の接続点を交流出力端と
して構成されているインバータにおいて、少なくともス
イッチング素子及びスナバ回路のコンデンサをループに
含み第１の閉ループを構成する補助コンデンサと、少な
くとも補助コンデンサ及び交流出力端に接続される負荷
をループに含み第２の閉ループを構成する整流素子を前
記各スイッチング部に設け、スイッチング素子がターン
オフしたときスナバ回路のコンデンサに蓄積された電荷
をスイッチング素子のターンオン時に第１の閉ループの
補助コンデンサに蓄積し、該補助コンデンサに蓄積され
た電荷をスイッチング素子のターンオフ時に第２の閉ル
ープを介して放電するように構成したことを特徴とする
インバータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56103391A JPS586078A (ja) | 1981-07-03 | 1981-07-03 | インバ−タ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56103391A JPS586078A (ja) | 1981-07-03 | 1981-07-03 | インバ−タ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS586078A true JPS586078A (ja) | 1983-01-13 |
| JPH0444510B2 JPH0444510B2 (ja) | 1992-07-21 |
Family
ID=14352765
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP56103391A Granted JPS586078A (ja) | 1981-07-03 | 1981-07-03 | インバ−タ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS586078A (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO1984004004A1 (fr) * | 1983-03-29 | 1984-10-11 | Mitsubishi Electric Corp | Dispositif convertisseur d'energie electrique |
| JPS61100023A (ja) * | 1984-10-22 | 1986-05-19 | Mitsubishi Electric Corp | インバ−タ装置 |
| JPS6460265A (en) * | 1987-08-28 | 1989-03-07 | Fuji Electric Co Ltd | Energy recovery circuit for inverter |
| US5260607A (en) * | 1991-03-27 | 1993-11-09 | Mitsubishi Denki K.K. | Snubber circuit for power converter |
| JP2008039047A (ja) * | 2006-08-07 | 2008-02-21 | Aron Kasei Co Ltd | 管継手の取付補助具 |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5725172A (en) * | 1980-07-17 | 1982-02-09 | Toshiba Corp | Power converter |
-
1981
- 1981-07-03 JP JP56103391A patent/JPS586078A/ja active Granted
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5725172A (en) * | 1980-07-17 | 1982-02-09 | Toshiba Corp | Power converter |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO1984004004A1 (fr) * | 1983-03-29 | 1984-10-11 | Mitsubishi Electric Corp | Dispositif convertisseur d'energie electrique |
| JPS61100023A (ja) * | 1984-10-22 | 1986-05-19 | Mitsubishi Electric Corp | インバ−タ装置 |
| JPS6460265A (en) * | 1987-08-28 | 1989-03-07 | Fuji Electric Co Ltd | Energy recovery circuit for inverter |
| US5260607A (en) * | 1991-03-27 | 1993-11-09 | Mitsubishi Denki K.K. | Snubber circuit for power converter |
| JP2008039047A (ja) * | 2006-08-07 | 2008-02-21 | Aron Kasei Co Ltd | 管継手の取付補助具 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0444510B2 (ja) | 1992-07-21 |
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