JPS60230705A - 時変信号を発生するためのデジタル回路および方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 この発明は一般的にデュアルトーン多周波式（ＤＴＭＦ
）電話ダイヤリングシステムに関し、より特定的には、
正弦波形を台形状の波形に近似するための方法と、ＤＴ
ＭＦダイヤリング信号を発生するようにされた汎用デジ
タルプロセッサとに関している。

友１１１悲糺１ タッチトーンおよび他のトーンダイヤリング電話機は、
デュアルトーン多周波式（ＤＴＭＦ）ダイヤリング信号
を利用する。デュアルトーン多周波式（ＤＴＭＦ）ダイ
ヤリング信号は、異なる周波数の正弦波形を有する２つ
の同時信号を含んでいる。電話機のキーバッド上の各キ
ーは、２つの正弦波形の組合わせによって指定されてい
る。低い方の周波数の正弦波形は、電話機のキーバッド
上の４つの行のうちの１つに対応し、高い方の周波数の
正弦波形は、電話機のキーバッド上の３つの列のうちの
１つに対応している。４番目の列の周波数は将来の使用
のために設けられており、周波数の合計の数は８つとな
る。すべての周波数が可聴範囲内にあるので、正弦波形
はトーンとして知られる。さらに、２つのトーンはキー
バッドの１つのキーを指定する。

ＤＴＭＦＩ−−ンジェネレータは、電話システムにおい
て利用されてＤＴＭＦダイヤリング信号を発生する。Ｄ
ＴＭＦトーントーンジェネレーターバッドに結合されて
、キーが押されたことに関する情報を受取り、さらに８
つのトーンの組合わせを発生することができる。電話機
のキーが押されたときに、トーンジェネレータによって
２つのト−ンが発生し、その一方はキーの行に対応し、
さらに他方はキーの列に対応している。

従来、はとんどのＤＴＭＦトーンジェネレータは、アナ
ログ装置であった。より最近では、デジタル回路および
デジタル／アナログ回路がＤＴＭＦトーンジェネレータ
として利用されている。１つの典型的なデジタル／アナ
ログ集積回路のＤＴＭＦトーンジェネレータは、アメリ
カン・マイクロシステムのモデル８２５０８９トーンジ
１ネレータである。５２５０８９回路は、ダイヤリング
信号をデジタル的に合成し、さらにその後それらの信号
をアナログ信号に変換する。動作において、押下げられ
たキーに依存し−Ｃ１この回路は、＾周波信号をプログ
ラム可能な量によって分割してカウンタにタイミング信
号を与える。このタイミング信号は、発生されるべきト
ーンの周波数の知られた倍数に等しい周波数を有してい
る。カウンタは、タイミング信号によってクロックされ
るに従って、カウントアツプおよびカウントダウンし、
１つの完全なカウントサイクルは、合成された信号の１
つの周期を規定する。カウンタは、加重抵抗のはしご形
ネットワーク上のタップを選択するが、このネットワー
クはカウンタのデジタル出力を、正弦波形を近似するア
ナログ電圧信号に変換する。８２５０８９回路は、２つ
の並列のトーンジェネレータ回路を有しており、それぞ
れ各トーンに対している。各並列回路からの信号は結合
されかつバッファされてＤＴＭＦダイヤリング信号を発
生する。

８２５０８９のようなりＴＭＦトーンジェネレータの大
きな欠点は、それらが限定された融通性を有する専用さ
れた回路であるということである。

そのようなりＴＭＦトーンジェネレータが、ＤＴＭＦダ
イヤリング信号に対する電話業界の規格に適合するダイ
ヤリング信号を発生する一方で、このことは、これらの
ジェネレータが行なうことができることのすべてである
。他方の欠点は、はぼ正弦波形を有する信りを発生ずる
ためにそれらが加重抵抗はしご形ネットワークに依存し
ているので、それらのジェネレータは、アナログではな
くデジタルのダイヤリング信号を発生するのに容易には
適していないということである。

汎用デジタルプロセッサは、デジタルＤＴＭＦダイヤリ
ング信号を発生するのに利用することができる。デジタ
ルＤＴＭＦ信号は２つの同時正弦波形の時変デジタル表
示である。２つのコンピュータによる構成：すなわち、
メモリテーブルルックアップおよびマクロ−リン級数展
開が、デジタルＤＴＭＦダイヤリング信号を発生するた
めに用いられている。

デジタルＤＴＭＦダイヤリング信号を発生するメモリテ
ーブルルックアップ方法において、１つまたはそれ以上
の正弦波の三角関数の値がメモリにストアされる。各サ
ンプリングの瞬間において、値はテーブルから取出され
かつデジタル信号を発生するように拡大される。もしも
有効なメモリが十分大きければ、ダイヤリング信号周波
数の各々に対する完全なテーブルがストアされ得る。し
かしながら、信号を得るための増大した計粋を犠牲にし
て、より小さなメモリもまた用いられてもよい。メモリ
テーブルルックアップ方法に対する大きな欠点は、実質
的なサイズのメモリデバイスが、プログラマブルプロセ
ッサなどのようなコンピュータ装置とともに、ＤＴＭＩ
：トーンジェネレータに専用されなければならないとい
うことである。

メモリのサイズが成る程度縮小され得る一方で、それは
増大したプロセッサのオーバヘッド時間を犠牲にするこ
とになる。

デジタルＤＴＭＦ信号を発生するマクロ−リン級数展開
方法において、プロセッサの計算パワーの広範囲の使用
が要求される。各々のサンプリングの績間において、値
は次の公式に従って計算される： ｃｏｓい）＝　’１−　Ｘ２／２！　４−　Ｘ４／４！
　−ｘ’　／乙！＋。

代わりに、この値は等価な正弦の級数から計算され得る
。用いられる項の数は、利用可能な時間およびパワーと
、要求される精度とに依存している。この方法がテーブ
ルルックアップ方法よりもより少ないメモリを必要とす
る一方で、これはプロセッサに深刻な負担を与えること
になる。

ＲＪし２見」Ｌ 描かれた好ましい実施例に従うと、この発明は、正弦波
形を有する信号を台形状の波形を有する信号に近似する
方法と、デジタルデュアルトーン多周波式（ＤＴＭＦ＞
ダイヤリング信号を発生するようにされた汎用演算プロ
セッサとを提供する。

この発明の１つの見地は、正弦波形を有する信号を近似
する時変信号を発生する方法である。この発明のこの見
地による方法に従うと、特定の形状の台形状の波形を有
する周期的な信号が形成される。特定の形状は、台形状
の波形が、その持続時間において周期の１／３に等しい
正方向に傾斜した部分と、その持続時間において周期の
１／３に等しい負の方向に傾斜した部分と、上述の傾斜
した部分を分離する２つの平坦な部分とを有し、各平坦
な部分は持続時間において周期の１／６に等しいという
ことをもたらしている。傾斜した部分は、時間間隔の連
続の期間中にインクリメント値を繰返し加算しまたは減
算することによって形成される。ＤＴＭＦダイヤリング
信号は、２つのそのような台形状の波形を形成すること
によって発生する。

この発明の他の見地は、正弦波形を有する信号を近似す
る時変周期信号を発生するための２段階の方法である。

まず、同じ傾斜からなる正方向および負方向に傾斜した
部分を有する周期的な三角波が形成される。その後、三
角波のピークが切られて、持続周期が周期の１／６に実
質的に等しい平坦な部分を伴った台形状の波形が形成さ
れる。

この発明の他の見地は、正弦波形を有する信号を近似す
る時変周期信号を発生するデジタル回路である。特に、
このデジタル回路は、アキュムレータレジスタに結合さ
れて加算および減算を行なう演算ロジックユニット＜Ａ
ＬＬＪ）と、乗算および除算のためのシフタと、コント
ローラと、インクリメント値、乗数、除数および三角波
の値を保持するためのいくつかのメモリレジスタとを含
んでいる。等しい時間間隔の連続において、この回路は
最初に、正弦波形の周期に等しい周期を有する三角波上
にポイントを発生し、さらにその後台形状の波形上に対
応するポイン１−を発生する。三角波の正方向に傾斜し
た部分は、ＡＬＬＩがその最大値において飽和するまで
、インクリメント値を繰返し加算することによって規定
される。三角波の負の方向の傾斜した部分はその後、Ａ
ＬＵがその最小値において飽和するまで、インクリメン
ト値を繰返し減算することによって規定される。台形状
の波形は、三角波の各値を乗数によって乗算することに
よって作り出される。ＡＬＵの飽和は、三角波のピーク
を切取る。】−に等しい乗数が、正弦波を最も近似する
台形状の波形を発生するということが判断されている。

最後のステップとして、台形状の波形の値は、もしもそ
のように望まれるならば、その値を除数によって除ｎす
ることによって減衰される。

デジタルＤＴＭＦダイヤリング信号は、選択された行お
よび列のトーンの周期に実質的に等しい周期を有する２
つの台形状の波形を発生する２つのインクリメント値を
特定することによって発生する。各インクリメンｌ−値
は、波形の周期における時間＠隔の数によって除韓され
たＡＬＵのレンジの２倍に等しい。したがって、発生し
たトーンは、それらの対応するインクリメント値によっ
て決定される。２つの台形状の波形は、１つのプロセッ
サによって連続的に発生し、または並列プロセッサによ
って平行して発生する。発生後に、２つの台形状の波形
は組合わされてデジタルＤＴＭＦダイヤリング信号を形
成する。

この発明は多くの長所を有している。この発明の１つの
主要な利点は、正弦波形を有する信号が、デジタル的に
合成さ−れた台形状の波形を有する信号によって非常に
接近して近似され得るということである。他の主要な利
点は、正弦波形を有する信号を近似する台形状の波形を
有する信号を発生する汎用プロセッサ回路が提供されて
いるということである。さらに、この発明の他の主要な
利点は、デジタルＤＴＭＦダイヤリング信号が、専用さ
れた回路ではなく汎用回路によって発生されるというこ
とである。デジタルＤＴＭＦダイヤリング信号の発生は
、広範囲なメモリを使用することな（、そして広範囲な
計算を行なうことなく達成される。

好ましい実施」の−な１ この発明の好ましい実施例は、正弦波形を台形状の波形
に近似する方法と、その方法に従ってデジタルデュアル
トーン多周波式（ＤＴＭＦ＞ダイヤリング信号を発生す
るようにされた汎用演算プロセッサとを含んでいる。ま
ず、正弦波形を台形状の波形に近似する方法が、第１図
ないし第３図を参照して説明される。次に、汎用演算プ
ロセッサが第４図および第５図を参照して説明される。

さらに、Ｉ）　Ｔ　Ｍ　Ｆダイヤリング信号の発生への
この方法の応用が第６図および第７図を参照して説明さ
れる。次に、ＤＴＭＦダイヤリング信号の発生に適した
並列プロセッサが第８図を参照して説明される。最後に
、ＤＴＭＦダイヤリング信号を発生するための他のデジ
タル手法および回路が第９図および第１０図を参照して
説明される。

第１図において、正弦波形１０を有する信号が示されて
いる。正弦波１０は、最大値１２および最小値１４の間
で時間に従って正弦波的に変化する時変信号強度を有し
ている。正弦波の各々の完成した振動が１つの周期１６
を規定する。ＤＴＭＦダイヤリング信号に関して、正弦
波１０は８つのＤＴＭＦトーンのうちのいずれかであり
得る。

周期的な台形状の波形１８からなる信号は、正弦波形１
０を近似するために利用され得る。台形状の波形１８は
、最小値１４から最大値１２まで延びる正方向に傾斜し
た部分２０を有しており、その後に最大値に等しい第１
の一定値部分２２が続き、さらにその後に最大値から最
小値まで延びる負の方向に傾斜した部分２４が続き、さ
らにその後最小値に等しい第２の一定値部分２６が続い
ている。台形状の波形は周期的であるので、第２の一定
値部分２６の後には、他方の正方向に傾斜した部分２０
が続き、その後にはさらに、他方の第１の一定値部分２
２などが続いている。第１図は２つの不連続なセグメン
トとして正方向に傾斜した部分２０を描いているが、こ
れは最小１４から最大１２まで連続的に延びている。第
１図は、台形状の波形および正弦波形のいくつかの周期
のうちのわずか１つだ１ノを示している。

周期的な台形状の波形１８は、この波形を正弦波１０の
非常に良好な近似にする成る特性を有している。１つの
特性は、台形状の波形の周期が正弦波形１０の周期１６
に実質的に等しいということである。他方の特性は、台
形状の波形の最大および最小値が正弦波形の最大および
最小値に実質的に等しいということである。さらに他の
特性は、傾斜した部分２０および２４の傾斜の大きさが
等しいということである。さらに他の特性は、各傾斜部
分２０および２４の持続時間が周期１６の１／３に実質
的に等しく、各々の一定値部分２２および２６の持続時
間が周期１６の１／６に実質的に等しいということであ
る。

台形状の波形１８が正弦波形１０に対するそのような接
近した近似となる理由は、台形状の波形をフーリエ級数
の数式によって表現することによって示される。一般に
、フーリエ級数は、余弦および正弦項の連続した総和に
よって有界周期関数を表わすことができる。台形状の波
形１８は有界周期関数であるので、フーリエ級数の表現
は以下のように形成され得る： ここで、Ｆ　（ｔ　）は、台形状の波形１８のフーリエ
級数による表現であり、Ａは振幅であり最大１２から最
小１４の範囲の１／２に等しく、Ｂは周期１６の１／２
に等しく、Ｒは傾斜した部分２０または２４の持続時間
の１／２に等しく、ｔは可変時間に等しく、ざらにｐｉ
＝３．１４１５９である。

台形状の波形１８のフーリエ級数による表現は、基本的
な正弦項、ｓｉｎ　（ｐｉ＊ｔ　／Ｂ）を含み、この項
は、２Ｂに等しい周期を有し、正弦波形１０に対応して
いる。フーリエ級数はまた、周期２Ｂ／３．２Ｂ１５．
２Ｂ／７．２８／９．２８／１１、・・・、の正弦項を
含み、これらは正弦波１０のより高い周波数の高調波に
対応している。もしも、Ｆ　（ｔ　）のより高い周波数
の高調波の項のすべてが０に等しければ、そのときは台
形状の波形１８は正弦波１０のそのままの表示となるで
あろう。

現実には、より高い周波数の高調波の項が最小限にされ
たときに最も良好な表現が達成される。高調波の項の係
数はそれらの周波数が増大するにつれて減少するので、
より高い周波数の高調波の項の関与はより低い周波数の
高調波の項の関与よりも少ない。最も大きく関与してい
るのは、５ｉｎ（３＊ｐｌ＊ｔ／８）の項であり、これ
は、２Ｂ／３の周期と、正弦波１０の周波数の３倍の周
波数とを有している。この項の係数は、（１／３２）＊
ｓｉｎ　（３＊ｐｉ＊Ｒ／Ｂ）である。ＲをＢの１／３
に等しくなるように選択することによって、ｓｉｎ　（
３＊ｐｉ＊ｔ　／Ｂ　）の項の係数は０に等しくなる。

フーリエ級数による表現はその後以下のように縮小され
る： Ｆ（ｘ）　＝　Ａ　”　［１，０５２９６”　５ｉｎ（
ｘ）　＋　０．０００００　”　５ｉｎ（３Ｘ）−，０
４２１２”　５ｉｎ（５ｘ）　＋　、０２１４Ｂ☆５ｉ
ｎ（７ｘ）＋　０．００００　”　５ｉｎ（９ｘ）　−
，００８７１”　５ｉｎ（ｌｌｘ）＋・・・］ ここでＸ　＝ｌ）ｉ＊ｔ　／Ｂである。３ｘおよび９×
の項が脱落し、５ｘ、７ｘおよび１１×の項が基本的な
項に比べて小さいということに注意すべきである。

したがって、Ｒを８の１／３に等しくなるように選択す
ることによって、台形状の波形１８は最もよく正弦波１
０を表わす。これは、各々の傾斜した部分の持続時間が
周期１６の１／３に等しく、かつ各々の一定値分の持続
時間が周期１６の１／６に等しいという上述の特性に対
応している。

第２図は、台形状の波形を有する信号を形成する方法を
図解的に描いている。まず、時変三角波３０を伴う信号
が発生ずる。この三角波は、周期１６に等しい周期と、
最大値１２と最小値１４との間で線形に変化する値とを
有している。この三角波は、正の方向に傾斜した部分３
２と負の方向に傾斜した部分３４とを有しており、その
各々は周期１６の１／２に等しい持続時間を有している
。

次に、三角波３０は、成る乗数によって波形３６に拡張
される。最大値を越える、波形３６のこれらの部分は、
最大値において先端が切られ、最小値よりも小さい、波
形のこれらの部分は、最小値において先端が切られ、こ
のようにして台形状の波形を形成している。この乗数が
１ヲに等しいときに、その結果もたらされる波形は、周
期の１／３の持続時間を各々有する傾斜した部分と、周
期の１７７６の持続時間を各々有する一定値部分とを有
づる台形状の波形１８に等しくなる。

第３図は、台形状の波形を形成するデジタル的な手法を
図解的に描いている。アキコムレータレジスタは、時間
の各ポイントにおいて、三角波４４および台形状の波形
４６の値を保持するために用いられる。アキュムレータ
のレンジは、その最大値からでの最小値を差引いたちの
に等しいが、実質的に等しいサイズのインクリメント値
４０に細分割される。波形の周期は等しい持続時間の時
間間隔４２に細分割される。

インクリメント値４０の大きさと時間間隔４２の大きさ
との間には成る関係が存在する。インクリメント値４０
がアキュムレータのレンジの第１の分数に等しく、かつ
時間間隔４２が周期の第２の分数に等しいものと仮定す
る。存在する関係は、第１の分数が第２の分数の２倍に
等しいということである。たとえば、もしも時間間隔が
周期の１／６０に等しいとすると、そのときはインクリ
メント値はアキュムレータのレンジの１／３０に等しい
。三角波の値は１周期内でアキュムレータのレンジを２
回進むので、この関係が生じる。

三角波４４を形成するために、インクリメント値４０は
各時間間隔４２において加算されるかまたは減算される
かのいずれがである。三角波の正の方向に傾斜した部分
４８を形成するために、インクリメント値は、各連続す
る時間間隔の期間中ごとに、三角波の値に繰返し加算さ
れる。三角波４４の値がその最大値に到達した後に、イ
ンクリメント値は、各連続する時間間隔の期間中ごとに
、三角波の値から繰返し減算されて負の方向に傾斜した
部分５０を形成する。三角波の値がその最小値に到達し
た後に、インクリメント値は、三角波の値に繰返し加算
されて次の正の方向に傾斜した部分を形成する。

台形状の波形４６を形成するために、三角波は拡張され
かつ先端が切られる。三角波４４の各々の値は１】に等
しい乗数によって乗算される。その結果もたらされる値
は、アキュムレータの最大または最小値のいずれかを越
えないようにその先端が切られる。

台形状の波形を形成する他の手法は、台形状の波形を直
接形成する。他のインクリメント値５１は、インクリメ
ント値４０の１乏倍に等しいものと規定されている。も
しもインクリメント値４０がアキュムレータのレンジの
１／３０に等し番プれば、そのときはインクリメント値
５１はアキュムレータのレンジの１／２０に等しくなる
であろう。したがって、インクリメント値５１に関連す
る分数（たとえば、１／２０）は、時間間隔４２に関連
する分数（たとえば、１／６０）の３倍である。

この手法に従って台形状の波形を形成するために、一定
値部分を規定する手段が、加算しかつ減算するための手
段に加えて利用可能でなければならない。台形状の波形
４６の正の方向に傾斜した部分は、各時間間隔ごとにイ
ンクリメント値５１を繰返して加算することによって形
成される。対応して、負の方向に傾斜した部分は、各時
間間隔ごとにインクリメント値５１を繰返し減算するこ
とによって形成される。一定値部分は、周期の１／６に
等しい、期間のいくつかにわたって波形の値を一定に保
つことによって形成される。もしも、たとえば１周期内
に６０の時間間隔が存在づ°れば、一定値部分は１０個
の時間間隔に対して波形の値を一定に保つことによって
形成され得る。

この手法は、台形状の波形の一定値部分を形成すること
の複雑さのために、より魅り的ではない。

より複雑ではあるが、この手法は、この発明の方法に従
って、台形状の波形を有する信号を発生することによっ
て正弦波形を有する信号を近似する。

第４図に描かれた汎用演算プロセッサ５２は、台形状の
波形４６のような時変信号の発生に適している。プロセ
ッサ５２は、演算およびロジックユニット（ＡＬＬＪ＞
およびアキュムレータ５４と、シフタ５６と、コントロ
ーラ５８と、いくつかのレジスタ６０．６２．６４およ
び６６とを含んでいる。このＡＬＵは加算および減算が
可能であり、さらに装着されたシフタ５６とともに乗算
および除算が可能である。このアキュムレータは、Ａｍ
Ｕによって実行された最新の演算動作の結果を保持する
ためのストレージレジスタであり、さらにＡＬＵへの入
力レジスタとしても機能することができる。コントロー
ラ５８は、ＡＬＵおよびアキコムレータが飽和を検知す
ることをモニタし、さらにプロセッサの動作を一般−的
に制御する。インクリメントレジスタ６０は、三角波を
形成するために用いられるインクリメント値を保持する
。メモリレジスタ６２は、三角波の最後に割算された値
を保持する。乗数レジスタ６４は、三角波を拡張して台
形状の波形を形成するために用いられる乗数値を保持す
る。除数レジスタ６６は、台形状の波形を減衰するため
に用いられる除数（σを保持する。乗数の値は通常辻に
等しい一方で、除数の値は出力信号の所望の信号強度に
従って変化する。

レジスタ６０はＡＬＵの一方の入力端子に結合される一
方で、レジスタ６２．６４および６６はシフタ５６を介
してＡＬＵの他方の入力端子に結合されている。ＡＬＬ
Ｊの出力端子は出力信号を発生し、さらにメモリレジス
タ６２の入力端子にも結合されている。

正弦波形を近似する台形状の波形を発生するために、プ
ロセッサ５２は第５図に描かれたフローチャートに従っ
て作動する。まず、アキュムレータがクリアされる。そ
の後、インクリメント値がアキュムレータの値に加算さ
れ、さらにその結果はアキュムレータにストアされる。

この結果は三角波の電流値である。次に、ＡＬＵは飽和
についてテストされる。演算動作の結果がＡＬＵの最大
値に等しいかまたは最大値を越えるときにはいっでも正
の飽和が生じる一方で、この結果がＡＬＵの最小値に等
しいかまたはそれ以下であるときはいつでも負の飽和が
発生する。飽和が生じたときに、アキュムレータの値は
、正または負のいずれの飽和が生じたかに従って、最大
または最小値のいずれかにセットされる。インクリメン
ト値がＡＬＵのレンジの半分以下であると仮定すると、
ＡＬＵは最初の時間間隔の期間中には飽和しないであろ
う。次に、アキュムレータの内容はメモリレジスタにコ
ピーされて三角波の値を蓄える。

台形状の波形の値が次に計算される。アキュムレータの
内容は、三角波の電流値に等しいが、レジスタ６４にス
トアされた乗数によって乗算されて台形状の波形の値を
計算する。もしも乗算がＡＬＵを飽和させるならば、そ
のときは、正の飽和が生じていればその結果は最大値に
等しく、負の飽和が生じていればその結果は最小値に等
しくなる。もしも台形状の波形の振幅の減衰が望まれて
いるならば、アキュムレータの内容は次に、レジスタ６
６にストアされている除数によって除算される。アキュ
ムレータの内容は次に、時間のあるポイントにおいて減
衰された台形状の波形の値に等しくなる。コントローラ
５８は次に、アキュムレータの内容が今や出力回路によ
って読出され得ることを意味する能動化信号を発生する
。出力回路（図示せず）はその侵、アキュムレータの内
容を読取り、さらに対応する出力信号を発生する。

上述のステップのすべては、１つの時間間隔内において
発生し、台形状の波形上のちょうど１つのポイントを発
生する。もしもこの台形状の波形の付加的なポイントが
要求されていなければ、処理はここで終了する。もしも
付加的なポイントが要求されていれば、台形状の波形の
値は次の時間間隔に関して計算される。そのようにする
ために、メモリレジスタにストアされている三角波の値
はアキュムレータへとコピーされる。インクリメント値
はその後、三角波上の次のポイントを計算するために加
算され、さらにＡＬＵは飽和に関してテストされる。も
しも飽和が発生すれば、インクリメントの符号は変えら
れ、このためインクリメントの後続の加算は実質的に減
算となる。その後、アキュムレータの内容は上述のよう
に、乗数によって乗算されかつ除数によって除算される
。コントローラが停止するように命令されるまでこの処
理は続く。

回路の動作を説明するのに例を用いることが有用である
。１周期に６０の時間間隔が存在し、かつアキュムレー
タは−１５０の最小値と＋１５０の最大値との間で３０
０のレンジにわたって変動づるものと仮定する。インク
リメント値は３００の１／３０に等しく、これは１０に
等しくなる。

インクリメント値を決定する他の方法は、レンジを２に
よって乗算しかつ１周期内の時間間隔の数ｔこよって除
算することである。また、アキュレータ値が最初に０に
等しいものと仮定する。

最初の時間間隔に先行して、三角波の値はＯに等しい。

最初の時間間隔において、インクリメント値はアキュム
レータに加算されてその値を１０に増大させる。ＡＬｔ
Ｊは飽和についてテストされるが、このテストは否定的
である。１０の値はその後メモリレジスタにストアされ
る。１０の値はその後１．５によって乗算され、これは
アキュムレータに１５の値をもたらす。減衰が望まれて
いないと仮定すると、したがって第１の時間間隔におけ
る台形状の波形の値は１５に等しいものとなる。

第２の時間間隔において、メモリレジスタの値はアキュ
ムレータにコピーされ、さらに１０によってインクリメ
ントされて２０の値を発生する。

ＡＬｔＪは再度飽和についてテストされるが、飽和は未
だ発生していない。２０の値はメモリレジスタにストア
され、さらにその後１．５によって乗算されて、第２の
時間間隔における台形状の波形の値として３０を算出す
る。

９番目の時間間隔の後に、メモリレジスタにストアされ
た値は９０に等しく、さらに台形状の波形の値は１３５
である。１０番目の時間間隔において、１０が９０に加
算されて１００を生じる。

飽和は未だ発生していない。１００の値はメモリレジス
タにストアされ、さらに１．５によって乗算される。こ
れは、ＡＬＵをその最大値１５０において飽和させる。

１１番目の時間間隔において、１０が１００に加算され
て三角波の値として１１０を発生する。１１０の値はメ
モリレジスタにストアされ、さらに１．５によって乗算
される。これは再度ＡＬＵをその最大値において飽和さ
せる。

したがって、台形状の波形の値は、三角波の値が１００
に等しいかまたはそれよりも大きい限り１５０に等しい
。

１５番目の時間間隔において、１０が１４０に加えられ
て１５０を生じる。これはＡＬＵを飽和させかつインク
リメント値の符号を変化させる。

台形状の波形の値は１５０に等しいままである。

１６番目の時間間隔において、メモリレジスタから１５
０が７キユムレータにコピーされる。インクリメント値
は加算されるが、１５番目の時間間隔の期間内にインク
リメント値の符号が変えられているので、その効果は１
５０から１０を減算することである。その結果、三角波
の値は１４０となる。台形状の波形の値は１５０に留ま
る。

２１番目の時間間隔において、−１０が１００に加えら
れて三角波に対して９０の値が発生する。

台形状の波形の値は９０の１．５倍すなわち１３５であ
る。したがって、台形状の波形はその負の方向に傾斜し
た部分を開始する。負の方向に傾斜した部分は、４０番
目の時間間隔まで続き、ここで台形状の波形は最小値−
１５０に到達する。インクリメント値の符号は４５番目
の時間間隔において再度変えられる。台形状の波形の値
は、５１番目の時間間隔まで−１５０に留まり、そのと
き正の方向に傾斜する部分が開始する。台形状の波形の
各一定値部分は１０個の時間間隔にわたって持続し、各
傾斜した部分は２０個の時間間隔にわたって持続すると
いうことに注目すべきである。

このように、正弦波形を近゛似する時変の台形状波形を
発生する方法と、この方法の使用に適した汎用プロセッ
サとについて説明したが、次にデュアルトーン多周波式
（ＤＴＭＦ）ダイヤリング信号を発生するプロセッサの
動作が説明されるであろう。ＤＴＭＦダイヤリング信号
は、電ｉｉｉ！機のキーバッドの行または列をそれぞれ
指定する正弦波形を有する２つの信号を含んでいるとい
うことを確認しておく。第６図において、台形状の波形
７０および７２は、ＤＴＭＦダイヤリング信号を含む２
つの正弦波形を表わしている。各台形状の波形は、上述
の台形状の波形１８の特性に従って形成されている。Ｄ
ＴＭＦダイヤリング信号自体は、波形７０および７２の
和であり、第６図において波形７４として示されている
。

デジタルＤＴＭＦダイヤリング信号を発生するためのデ
ジタル手法は、第７図において図解的に示されている。

波形７６．７８および８０はそれぞれ、第６図の波形７
０．７２および７４に対応している。台形状の波形７６
および７８は、プロセッサ５２に関して説明された方法
に従って発生する。波形８０は波形７６および７８のデ
ジタル的な和であり、波形７６および７８によって表わ
されたトーンに対応するデジタルＤＴＭＦダイヤリング
信号である。

１）ＴＭＦダイヤリング信号は、電話スイッチングネッ
トワークによって決定される成る規格に適合しなければ
ならない。周波数は、公称のトーン周波数の１．５％内
でなければならない。以下の表は、ＤＴＭＦトーン対す
る公称のトーン周波数を表わしており、さらに、この発
明に従うＤＴＭＦダイヤリング信号発生の実現に関する
情報を与えている。もしも、たとえば１２８ＫＨ２のク
ロックが、時間間隔を決定するのに用いられるならば（
各時間間隔に７．８１２５マイクロ秒の時間間隔を与え
るならば）、そしてＡＬｔＪが８１９２ユニツト（１３
ビツトの設計、ここで８１９２＝２１８）のレンジを有
しているならば、そのときは適当な波形の周波数を発生
するインクリメント値は以下のとおりである： インクリ 時間間　メント値 公称ト　隔の数　＠ＡＬＵ −ン周　＠１２８　実際の周波　周波数　容量波数　Ｋ
Ｈ２数　［＝８１９２ ６９７）−１２１８４６９５，７ｌ−１ｚ　−０，１９
％　９０７７０　１６６　７７１．１　＋　０．１４　
９９８５２　１５０　８５３，３　＋０．１６　１１０
９４１　１３６　９４１．２　＋　０．０２　１２１１
２０９　１０６　１２０７．５　−　０．１２　１５５
１３３６　９６　１３３３．３　−　０．２０　１７１
１４７７　８６　１４８８．４　＋　０．７７　１９１
１６３３　７８　１６４１．０　−ト　０，４９　２１
１結果としてもたらされる波形の実際の周波数は公称の
トーン周波数の１％以内であるということに注意すべき
である。時間間隔が一旦固定されかつＡ　Ｌ　Ｕレンジ
が一旦決定されると、８個の台形状の波形の各々はその
インクリメント値によって特定される。各信号の周期は
偶数個の時間間隔にわたって延び、このため信号の正の
部分は負の部分に等しくなる。各信号に対するインクリ
メント値は、対応する時間間隔によってＡＬＵ容量を２
回除算することによって、および次の整数までその結果
を丸めることによって算出される。

デジタルＤＴＭＦダイヤリング信号を含む２つの台形状
の波形は、連続してまたは平行してのいずれかで発生す
る。プロセッサ５２は、連続して２つの台形状の波形を
発生するために利用される。

そのようにするために、レジスタ６０，６２．６４およ
び６６は、台形状の波形の双方に対して、インクリメン
ト値、三角波の値、乗数および除数をそれぞれストアす
ることができなければならない。そのような動作におい
て、プロセッサ５２は、最初に一方の台形状の波形の値
を算出し、さらにその後他方の台形状の波形の値を算出
し、これらはすべて１つの時間間隔内に行なわれる。さ
らに、ＡＬＵは、２つの台形状の波形をともに加えて波
形８０を作り出すために用いられる。

第８図は、行のプロセッサ８４と列のプロセッサ８６と
を含む並列プロセッサ８２を示している。

プロセッサ８４および８６は各々、上述のプロセッサ５
２と本質的に同一である。行のプロセッサ８４は、ＡＬ
Ｕおよびアキュムレータ８８と、シフタ９０と、コント
ローラ９２と、レジスタ９４゜９６．９８および１００
とを含んでおり、これらはすべてプロセッサ５２におけ
る動作のために相互接続されている。列のプロセッサ８
６は、ＡＬＵおよびアキコムレータ１０２と、シフタ１
０４と、コントローラ１０６と、レジスタ１０８，１１
０．１１２および１１４とを含んでおり、これらはすべ
てプロセッサ５２における動作のために相互接続されて
いる。ＡＬＵ８８および１０２の出力端子は、加算器１
１６の入力端子に結合されている。加算器１１６の出力
端子は、もしもデジタルではなくアナログのり、ＴＭＦ
ダイヤリング信号が所望されているならば、デジタル−
アナログ変換器（ＤＡＣ＞１１８に結合されてもよい。

プロセッサ８４および８６は各々独立して作動して台形
状の波形を発生する。各波形は、インクリメントレジス
タ９４および１０８にストアされたインクリメント値に
従って特定される。加算器１１６は各プロセッサによっ
て発生した波形を加締してデジタルＤＴＭＦダイヤリン
グ信号を発生する。このような並列プロセッサは、もし
もプロセッサの計算速度が連続的な実施の使用を過度に
制限するならば、有用となるであろう。

デジタルＤＴＭＦダイヤリング信号を発生する他のデジ
タル手法が第９図および第１０図に描かれている。この
手法は、周期の１／３にそれぞれ等しい傾斜した部分と
周期の１／６にそれぞれ等しい平坦な部分とを有する台
形状の波形に正弦波形を近似する、上述の同じ方法を利
用する。この手法と先行する手法との違いは、波形の周
波数が調節可能なインクリメント値ではなく調節可能な
時間間隔によって決定されるということである。

台形状の波形の値は、アップ／ダウンカウンタに含まれ
、このカウンタは、波形の傾斜したおよび平坦な部分の
持続時間を規定する。

カウンタ回路１５０のブロック図が第９図に示されてい
る。このカウンタ回路は、行のカウンタ回路１５２と、
列のカウンタ回路１５４と、キーバッド１５６と、発振
器１５８とを含んでいる。

行のカウンタ回路１５２は、プログラム可能な除算器１
６０ど、アップ／ダウンカウンタ１６２と、遅延ロジッ
ク１６４とを含んでいる。プログラム可能な除算器１６
０の入力端子は、キーバッド１５６からの行の信号と、
発振仝イ５８から主クロツク信号とを受取るように結合
されている。プログラム可能な除算器１６０の出力端子
は、カウンタ１６２のクロック入力端子と、遅延ロジッ
ク１６４０入力端子と接続されている。カウンタ１６２
の出力端子は遅延ロジック１６４の入力端子に結合され
、このロジック１６４はさらに、カウンタ１６２の能動
化入力端子に結合された出力端子を有している。同様に
、列のカウンタ回路１５４は、プログラム可能な除算器
１６６と、アップ／ダウンカウンタ１６８と、遅延ロジ
ック１７０とを含んでいる。プログラム可能な除算器１
６６の入力端子は、キーバッド１５６からの列の信号と
、発振器１５８からの主クロツク信号とを受取るように
結合されている。プログラム可能な除算器１６６の出力
端子はカウンタ１６８のクロック入力端子と遅延ロジッ
ク１７０の入力端子とに接続されている。カウンタ１６
８の出力端子は遅延ロジック１７０の入力端子に結合さ
れ、このロジック１７０はさらに、カウンタ１６８の能
動化入力端子に結合された出力端子を有している。

台形状の波形の形状は、遅延ロジック回路に関連するカ
ウンタの動作によって決定される。各々のカウンタ回路
のカウンタは、その対応するプログラム可能な除算器か
らの信号によってクロックされる。最大および最小のカ
ウンタ埴の間の値において、カウンタはクロック信号に
従って１ずつカウントアツプまたはダウンする。カウン
タがその最大または最小値に到達するときに、遅延ロジ
ックは周期の１／６にわたってカウンタを不能化する。

これは、台形状の波形の平坦な部分を形成する。６番目
の周期が一旦経過すると、カウンタは能動化されかつそ
のカウントを続ける。したがって、カウンタのカウント
動作は、最小値から最大値までのカウントアツプと、周
期の１／６にわたる最大値における遅延と、その後の最
小値までのカウントダウンと、周期の１／６にわたる最
小値における遅延と、その後の再度のカウントアツプと
を含んでいる。

各波形の周期と、対応する周波数とは、プログラム可能
な除算器によって決定される。各波形は、それに関連し
て、カウンタのレンジの３倍によって除算された波形の
周期に等しい時間間隔を有している。各波形の周期は異
なっているので、各波形の時間間隔も異なっている。よ
り短い時間間隔が発生するほど、周期は短くなりかつ周
波数は高くなる。時間間隔の決定は、プログラム可能な
除算器１６０および１６６によってなされる。キーを押
すことに応答して、各プログラム可能な除算器は、高周
波の主りＯツク信号を、キーの押下げに応答する台形状
の波形の時間間隔に等しい周期を有するより低い周波数
のタイミング間隔信号に分割する。このタイミング間隔
信号は、対応するアップ／ダウンカウンタをクロックし
て正し０周波数を有する台形状の波形を発生する。

第１０図は、カウンタ回路１５０の動作を図解的に示し
ている。２つの台形状の波形１７２および１７４は、カ
ウンタ回路１５０によって発生し、−力は行のカウンタ
回路によって発生しかつ他方は列のカウンタ回路によっ
て発生する。波形１７２のタイミング間隔１７６は、波
形１７４のタイミング間隔１７８よりも短い。したがっ
て、波形１７２はより高い周波数を有している。

上述の説明から、ここに開示された発明は、正弦波形を
台形状の波形に近似する新規かつ有利な方法と、ＤＴＭ
Ｆダイヤリング信号を発生する回路とを提供していると
いうことは明白である。当業者によって理解されるであ
ろうように、この発明は、この発明の精神または本質的
な特徴から離れることなく、他の特定的な態様で具体化
されてもよい。したがって、この発明の開示は、例示的
なものであり、この発明の範囲を限定しようとするもの
ではなく、この発明の範囲は特許請求の範囲において記
載されている。

【図面の簡単な説明】

第１図は、正弦波形を有する信号と、正弦波形を近似す
る台形状の波形を有する信号とを表わす図である。 第２図は、第１図の台形状の波形を形成する方法を表わ
す図である。 第３図は、第１図の台形状の波形を形成するデジタル手
法を表わす図である。 第４図は、デジタルＤＴＭＦダイヤリ“ング信号を発生
するのに適した、この発明によるプロセッサのブロック
図である。 第５図は、第４図のプロセッサの動作のフローチャート
である。 第６図は、ＤＴＭＦダイヤリング信号と、このＤ　”ｒ
　Ｍ　Ｆダイヤリング信号を含む２つの台形状の波形と
を示す図である。 第７図は、デジタルＤＴＭＦダイヤリング信号と、この
デジタルＤＴＭＦダイヤリング信号を含む２つのデジタ
ル的に発生した台形状の波形とを示す図である。 第８図は、デジタルＤＴＭＦダイヤリング信号を発生す
るようにされた並列プロセッサのブロック図である。 第９図は、デジタルＤＴＭＦダイヤリング信号を発生ず
るようにされた他の回路のブロック図である。 第１０図は、デジタルＤＴＭＦダイヤリング信号を発生
する際の第９図の回路の動作を表わす図である。 図において、５２は演粋プロセッサ、５４，８８．１０
２はＡＬＬＪおよびアキュムレータ、５６゜９０．１０
４はシフタ、５８．９２，１０６はコントローラ、６０
，９４，１０８はインクリメントレジスタ、６２，９６
，１１０はメモリレジスタ、６４，９８，１１２は乗数
レジスタ、６６゜１００．１１４は除数レジスタ、８２
は並列プロセッサ、８４は行プロセッサ、８６は列プロ
セッサ、１１６は加算器、１１８はデジタル−アナログ
変換器、１５０はカウンタ回路、１５２は行カウンタ回
路、１５４は列カウンタ回路、１５６はキーバッド、１
５８は発振器、１６０，１６６はプログラム可能な除算
器、１６２，１６８はアップ／ダウンカウンタ、１６４
，１７０は遅延ロジックを示す。 騎　ら　嘔 へ 第１頁の続き ■Ｉｎｔ、Ｃ１，’　識別記号　庁内整理番号［相］発
　明　者　アーサー・フランジ　アメリカ合衆国スーラ
ンジ　マス拳ドライヴ 、カリフォルニア州、サニイベイル　クラ、１５４３

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 （１）　正弦波形を有する信号を近似する時変信号を発
   生するための方法であって、 周期的な台形状の波形の正方向に傾斜した部分を形成す
   るステップを含み、前記信号の強度は、最小値から最大
   値まで時間に従って変化し、かつ前記正方向に傾斜した
   部分の持続時間は、前記正弦波形の周期の１／３に実質
   的に等しく、前記正方向に傾斜した部分の後に前記周期
   的な台形状の波形の第１の一定値部分を形成するステッ
   プをさらに含み、前記信号の強度は前記最大値に等しく
   、かつ前記第１の一定値部分の持続時間は、前記周期の
   １／６に実質的に等しく、前記第１の一定値部分の後に
   前記周期的な台形状の波形の負の方向に傾斜した部分を
   形成するステップをさらに含み、前記信号の強度は、前
   記最大値から前記最小値まで時間に従って変化し、かつ
   前記角の方向に傾斜した部分の持続時間は、前記周期の
   １／３に実質的に等しく、 前記角の方向に傾斜した部分の後に前記周期的な台形状
   の波形の第２の一定値部分を形成するステップをさらに
   含み、前記信号の強度は前記最小値に等しく、かつ前記
   第２の一定値部分の持続時間は、前記周期の１／６に実
   質的に等しい、時変信号を発生する方法。 （２）　前記台形状の波形の前記最大および最小値はそ
   れぞれ、前記正弦波形の最大および最小値に実質的に等
   しい、特許請求の範囲第１項記載の方法。 （３）　前記周期的な台形状の波形の正の方向に傾斜し
   た部分を形成する前記ステップは、前記最大および最小
   値の間の差の第１の分数に等しいインクリメント値を提
   供するステップと、前記周期の第２の分数に等しい時間
   間隔を提供するステップとを含み、前記第２の分数は、
   前記第１の分数の１／３に実質的に等しく、前記最大値
   が到達されるまで、各時間間隔において前記インクリメ
   ント値を繰返し加算することによって前記信号を形成す
   るステップをさらに含む、特許請求の範囲第１項記載の
   方法。 （４）　前記台形状の波形の前記角の方向に傾斜した部
   分を形成する前記ステップは、前記最小値が到達される
   まで、各時間間隔において前記インクリメント値を繰返
   し減算するステップを含む、特許請求の範囲第３項記載
   の方法。 （５）　デュアルトーン多周波式電話ダイヤリング信号
   を発生するための方法であって、前記信号は、正弦波形
   を有する２つの時変信号を近似し、第１の正弦波形の周
   期の１／３に実質的に等しい持続時間を有する第１の周
   期的な台形状の波形の正方向に傾斜した部分を形成する
   ステップを含み、前記第１の信号の強度は第１の最小値
   から第１の最大値まで時間に従って変化し、 前記正方向に傾斜した部分の後でかつ前記第１の正弦波
   形の周期の１／６に実質的に等しい持続時間を有する、
   前記第１の周期的な台形状の波形の第１の一定値部分を
   形成するステップをさらに含み、前記第１の信号の強度
   は前記第１の最大値に等しく、 前記第１の一定値部分の後でかつ前記第１の正弦波の周
   期の１／３に実質的に等しい持続時間を有する、前記第
   １の周期的な台形状の波形の負の方向に傾斜した部分を
   形成するステップをさらに含み、前記第１の信号の強度
   は、前記第１の最大値から前記第１の最小値まで時間に
   従って変化し、前記角の方向に傾斜した部分の後でかつ
   前記第１の正弦波形の周期の１／６に実質的に等しい持
   続時間を有する、前記第１の周期的な台形状の波形の第
   ２の一定値部分を形成するステップをさらに含み、前記
   第１の信号の強度は前記第１の最小値に等しく、 第２の正弦波形の周期の１／３に実質的に等しい持続時
   間を有する第２の周期的な台形状の波形の止の方向に傾
   斜した部分を形成するステップをさらに含み、前記第２
   の信号の強度は、第２の最小値から第２の最大値まで時
   間に従って変化し、前記正方向に傾斜した部分の後でか
   つ前記第２の正弦波形の周期の１／６に実質的に等しい
   持続時間を有する、前記第２の周期的な台形状の波形の
   第１の一定値部分を形成するステップをさらに含み、前
   記第２の信号の強度は前記第２の最大値に等しく、 前記第１の一定値部分の後でかつ前記第２の正弦波形の
   周期の１／３に実質的に等しい持続時間を有する、前記
   第２の周期的な台形状の波形の負の方向に傾斜した部分
   を形成するステップをさらに含み、前記第２の信号の強
   度は、前記第２の最大値から前記第２の最小値まで時間
   に従って変化し、 前記角の方向に傾斜した部分の後でかつ前記第２の正弦
   波形の周期の１／６に実質的に等しくＩＸ持続時間を有
   する、前記第２の周期的な台形状の波形の第２の一定値
   部分を形成するステップをさらに含み、前記第２の信号
   の強度は前記第２の最小値に等しく。 ＆＋ｆ：１６＊１ｂｌ−１＜ｍ／）／１）ＧａｔｌＲ６
   １−＋６Ｊａ３５ｆ／ｈｋｂｇ（４結合してデュアルト
   ーン多周波式電話ダイヤリング信号を発生ずるステップ
   をさらに含む、デュアルトーン多周波式電話ダイヤリン
   グ信号を発生する方法。 （６）　前記第１の周期的な台形状の波形の前記第１の
   最大および最小値は、前記第１の正弦波形のそれぞれの
   最大および最小値に実質的に等しい、特許請求の範囲第
   ５項記載の方法。 （７）　前記第２の周期的な台形状の波形の前記第２の
   最大および最小値は、前記第２の正弦波形のそれぞれの
   最大および最小値に実質的に等しい、特許請求の範囲第
   ５項記載の方法。 （８）　前記第１の最大値は前記第２の最大値に実質的
   に等しく、かつ前記第１の最小値は前記第２の最小値に
   実質的に等しい、特許請求の範囲第５項記載の方法。 （９）　前記第１の周期的な台形状の波形の正方向に傾
   斜した部分を形成する前記ステップは、前記第１の最大
   および最小値の間の差の第１の分数に等しい第１のイン
   クリメント値を与えるスチップと、 前記第１の正弦波形の前記周期の第２の分数に等しい第
   １の時間間隔を与えるステップとを含み、前記第２の分
   数は前記第１の分数の１／３に実質的に等しく、 前記第１の最大値が到達されるまで、各第１の時間間隔
   において前記第１のインクリメント値を繰返し加算する
   ことによって前記第１の信号を形成するステップをさら
   に含む、特許請求の範囲第５項記載の方法。 （１０）　前記第１の台形状の波形の前記角の方向に傾
   斜した部分を形成する前記ステップは、前記第１の最小
   値が到達されるまで、各第１の時間間隔において前記第
   １のインクリメント値を繰返し減算するステップを含む
   、特許請求の範囲第９項記載の方法。 （１１）　前記第２の周期的な台形状の波形の正の方向
   に傾斜した部分を形成する前記ステップは、 前記第２の最大および最小値の間の差の第３の分数に等
   しい第２のインクリメント値を与えるステップと、 前記第２の正弦波形の周期の第４の分数に等しい第２の
   時間間隔を与えるステップとを含み、前記第４の分数は
   、前記第３の分数の１／３に実質的に等しく、 前記第２の最大値が到達されるまで、各第２の時間間隔
   において前記第２のインクリメント値を繰返し加算する
   ことによって前記第２の信号を形成するステップをさら
   に含む、特許請求の範囲第９項記載の方法。 （１２）　前記第２の台形状の波形の前記角の方向に傾
   斜した部分を形成する前記ステップは、前記第２の最小
   値が到達されるまで、各第２の時間間隔において前記第
   ２のインクリメント値を繰返し減算するステップを含む
   、特許請求の範囲第１１項記載の方法。 （１３）　前記第１および第２の時間間隔はその持続時
   間において実質的に等しい、特許請求の範囲第１１項記
   載の方法。 （１４）　正弦波形を有する信号を近似する時変信号を
   発生する方法であって、 前記正弦波形の周期に実質的に等しい周期を有する周期
   的な三角波を形成するステップを含み、前記周期的な三
   角波は、最小値から最大値まで延びる正の方向に傾斜し
   た部分と、前記最大値ｈ）ら前記最小値まで延びる負の
   方向に傾斜した部分とを有し、前記圧および負の方向に
   傾斜した部分は、等しい大きさの傾斜を有し、 前記三角波の先端を切って台形状の波形を作り出すこと
   によって前記信号を形成するステップをさらに含み、前
   記台形状の波形は、その値にお（Ａて極大値に等しくか
   つ前記周期の１／６に実質的に等しい持続時間にわたっ
   て延びる上部一定値部分を有し、かつその値において極
   小値に等しくかつ前記周期の１／６に実質的に等しい持
   続時間にわたって延びる下部一定値部分を有する、時変
   信号を発生する方法。 （１５〉　前記周期的な三角波形を形成するス；〜リゴ
   Ｌ＋ 前記最大および最小値の間の差の第１の分数に等しい三
   角のインクリメント値を与えるステップと、 前記周期の第２の分数に等しい時間間隔を与えるステッ
   プとを含み、前記第２の分数は、前記第１の分数の１／
   ２に実質的に等しく、 前記最小値が到達されるまで、各時間間隔において前記
   三角のインクリメント値を最初に繰返し加算することに
   よって、そしてその後、前記最小値が到達されるまで、
   各時間間隔において前記三角のインクリメント値を繰返
   し減算することによって前記周期的な三角波形を形成す
   るステップをさらに含む、特許請求の範囲第１４項記載
   の方法。 （１６）　前記三角波形の先端を切って台形状の波形を
   作り出すことによって前記信号を形成するステップは、 前記三角波形を拡張して拡張された波形を形成するステ
   ップと、 前記極大値よりも大きな値においておよび前記極小値よ
   りも小さな値において前記拡張された波形の先端を切る
   ステップとを含む、特許請求の範囲第１５項記載の方法
   。 （１７）　前記極大値は前記最大値に等しく、かつ前記
   極小値は前記最小値に等しく、さらに前記三角波形を拡
   張する前記ステップは、１２に実質的に等しいフ１クタ
   によって前記三角波形の値を拡張することによって実現
   される、特許請求の範囲第１６項記載の方法。 （１８）　前記最大および最小値は、前記正弦波形のそ
   れぞれの最大および最小値に実質的に等しい、特許請求
   の範囲第１４項記載の方法。 （１９）　正弦波形を有する信号を近似する時変信号を
   発生するためのデジタル回路であって、周期的な台形状
   の波形の正の方向に傾斜した部分を形成するための手段
   を備え、前記信号の強度は、最大値から最小値まで時間
   に従って変化し、かつ前記正の方向に傾斜した部分の持
   続時間は、前記正弦波形の周期の１／３に実質的に等し
   く、前記正の方向に傾斜した部分の後に前記周期的な台
   形状の波形の第１の一定値部分を形成する手段をさらに
   備え、前記信号の強度は前記最大値に等しく、かつ前記
   第１の一定値部分の持続時間は、前記周期の１／６に実
   質的に等しく、 前記第１の一定値部分の後に前記周期的な台形状の波形
   の負の方向に傾斜した部分を形成する手段をさらに備え
   、前記信号の強度は、前記最大値から前記最小値まで時
   間に従って変化し、かつ前記角の方向に傾斜した部分の
   持続時間は、前記周期の１／３に実質的に等しく、 前記角の方向に傾斜した部分の後に前記周期的な台形状
   の波形の第２の一定値部分を形成する手段をさらに備え
   、前記信号の強度は前記最小値に等しく、かつ前記第２
   の一定値部分の持続時間は、前記周期の１／６に実質的
   に等しい、デジタル回路。 （２０）　前記周期的な台形状の波形の正の方向に傾斜
   した部分を形成するための前記手段は、前記最大値が到
   達されるまで、時間間隔の連続においてインクリメント
   値を繰返し加算するための手段を含み、前記インクリメ
   ント値は、前記最大および最小値の間の差の第１の分数
   に等しく、前記時間間隔は、前記周期の第２の分数に等
   しく、かつ前記第２の分数は、前記第１の分数の１／３
   に実質的に等しい、特許請求の範囲第１９項記載の回路
   。 （２１）　前記台形状の波形の負の方向に傾斜した部分
   を形成する前記手段は、前記最小値が到達されるまで、
   各連続する時間間隔においてインクリメント値を繰返し
   減算するための手段を含む、特許請求の範囲第２０項記
   載の回路。 （２２）　正弦波形を有する信号を近似する時変信号を
   発生するためのデジタル回路であって、時間間隔の連続
   においてインクリメント値を周期的に加算しかつ減算し
   て周期的な三角波を発生するための手段を備え、前記三
   角波は、最大値と最小値との間で時間に従って変化し、
   かつ前記正弦波の周期に実質的に等しい周期を有し、前
   記三角波の先端を切って台形状の波形を形成する手段を
   さらに備え、前記時変信号は前記台形状の波形の時変値
   に等しい、デジタル回路。 （２３）　前記インクリメント値は、前記最大および最
   小値の間の差の第１の分数に等しく、前記時間間隔の各
   々は、前記周期の第２の分数に等しく、前記第２の分数
   は、前記第１の分数の１／２に実質的に等しい、特許請
   求の範囲第２２項記載の回路。 （２４）　時間間隔の連続においてインクリメント値を
   周期的に加算しかつ減算して周期的な三角波を形成する
   ための前記手段は、 演算動作を実行する演算手段を備え、前記演算手段は、
   最小値以下ではなくかつ最大値以上ではない値を有する
   出力信号を発生することが可能であり、 前記演算手段に結合されて前記三角波の値を一時的にス
   トアするメモリレジスタと、 前記演算手段に結合されて前記演算手段がその最大また
   は最小値に到達するときに飽和を示す飽和検出手段と、 前記演算手段に、前記三角波の値をインクリメント値ず
   つ周期的にインクリメントするようにさゼ、かつアキュ
   ムレータの飽和が検出されるときに前記インクリメント
   値の符号を変える制御手段とをさらに備え、前記インク
   リメント値の大きさは、前記信号の周期が前記正弦波の
   周期に等しくなるように選択される、特許請求の範囲第
   ２２項記載の回路。 （２５）　前記三角波の先端を切ることによって台形状
   の波形を形成して前記信号を発生する前記手段は、前記
   演算および１ｉ１１御手段によって与えられ、前記演算
   手段は、乗数によって前記三角波の値を乗算して前記信
   号を形成し、かつ前記最大および最小値において前記信
   号の先端を切って前記台形状の波形を特徴する特許請求
   の範囲第２４項記載の回路。 （２６）　前記乗数は、１】に実質的に等しい、特許請
   求の範囲第２５項記載の回路。 （２７）　正弦波形を有する信号を近似する台形状の波
   形を有する時変信号を発生するためのデジタル回路であ
   って、 演算動作を実行する演算手段を備え、前記演算手段は、
   最小値以下ではなくかつ最大値以上ではないデジタル値
   を発生することが可能であり、前記演算手段に結合され
   て三角波の値を一時的にストアするメモリレジスタと、 前記演算手段に結合されて前記演算手段がその最大また
   は最小値のいずれかに到達するときに飽和を示す飽和検
   出手段と、 前記演算手段に、前記三角波の値をインクリメント値ず
   つ周期的にインクリメントさせかつ乗数によって前記三
   角波の値を乗算して前記信号を発生するようにさせ、か
   つインクリメントの期間中にアキュムレータの飽和が発
   生するときに前記インクリメント値の符号を変化する制
   御手段とをさらに含み、前記インクリメント値の大きさ
   は、前記信号の周期が前記正弦波の周期に等しくなるよ
   うに選択される、デジタル回路。 （２８）　前記インクリメント値は、前記周期内の前記
   時間間隔の数によって除算された、前記最大および最小
   値の間の差の２倍に実質的に等しい、特許請求の範囲第
   ２７項記載の回路。 （２９）　前記演算手段は、演算およびロジックユニッ
   ト（Ａ　Ｌ　Ｕ　＞と、アキュムレータと、シックとを
   含む、特許請求の範囲第２７項記載の回路。 （３０）　除数によって除算することによって前記信号
   を減衰させるための手段をさらに含む、特許請求の範囲
   第２７項記載の回路。