JPS60237705A

JPS60237705A - 周波数復調回路

Info

Publication number: JPS60237705A
Application number: JP9284084A
Authority: JP
Inventors: Kouji Kaniwa; 耕治鹿庭; Shigeyuki Ito; 滋行伊藤; Yoshizumi Wataya; 綿谷　由純
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1984-05-11
Filing date: 1984-05-11
Publication date: 1985-11-26
Anticipated expiration: 2004-05-11
Also published as: JPH0249046B2

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】〔発明の利用分野〕本発明は、フェーズロックループによって形成されたＩ
Ｃ（集積回路）化に好適な周波数復調回路に関する。

〔発明の背景〕

従来より、情報信号を記録再生するための方法として、
周波数変調（以下、ＦＭ変調という）方式による方法が
広く用いられている。この方法をビデオテープレコーダ
（ＶＴＲ）における音声信号の記録再生を例にして説明
すると、一般に、　ＶＴＲにおいては、輝度信号はＦＭ
変調され、また、色度信号はＦＭ変調輝度信号の周波数
帯域の下側に低減変換されて記録されておシ、その場合
、ＦＭ変調された音声信号をＦＭ変調輝度信号の周波数
帯域と低域変換色度信号の周波数帯域との間に周波数多
重して記録する方法が知られている。

第１図はかかる音声ＦＭ多重記録方式におけるＦＭ変復
調回路の一従来例を示すブロリク図であって、１はＡＧ
Ｃ回路（自動利得制御回路）、２はダイナミックレンジ
圧縮回路、３はスイッチ回路、４はＬＰＦ　（低域通過
フィルタ）、５は−（電圧制御形発振器）、６は位相検
波回路、７はループフィルタ、８はダイナミックレンジ
伸長回路、９は記録増幅器、１０は再生増幅器、１１は
磁気テープ、１２は磁気ヘッドであシ、また、破線で囲
まれた部分がＩＣ構成となっていて、１０１〜１０７が
ＩＣピン端子である。

同図において、記録時には、スイッチ回路６は端子Ａ側
に閉じ、ＶＣＯ５がＦＭ変調器として動作する。ＩＣビ
ン端子１０１から供給された音声信号は、ＡＧＣ回路１
でレベル調整され、ダイナミックレンジ圧縮回路２で所
定のダイナミックレンジとなるように圧縮される。ダイ
ナミックレンジ圧縮回路２からの音声信号は、スイッチ
回路を介してＶＣＯ５に供給される。ＶＣＯ５は、供給
され次音声信号に応じて発振周波数が変化し。

ＦＭ音声信号を出力する。このＦＭ音声信号は、ＩＣビ
ン端子１０６から記録増幅器９に供給されて増幅され、
磁気ヘッド１２に供給されて磁気テープ１１に記録され
る。

一方、スイッチ回路５からの音声信号は、　ＩＣピン端
子１０３，１０４間に外付けされたＬＰＦ　ａを介して
ダイナミックレンジ伸長回路８に供給され、そこでダイ
ナミックレンジ圧縮回路２で圧縮された分伸長され、Ｉ
Ｃビン端子１０５からモニタ信号として出力される。

次に、再生時においては、スイッチ回路３け端子Ｂ側に
閉じ、ＶＣＯ５、位相検波回路６およびＩＣビン端子１
０２に外付けされたループフィルタによるフェーズロッ
ククレープでもって周波数復調回路が形成される。

そこで、磁気ヘッド１２によシ、磁気テープ１１から再
生されたＦＭ音声信号は、再生増幅器１０で増幅され、
Ｖピン端子１０７から位相検波回路６に供給される。位
相検波回路６には、また、　ＶＣＯ５の出力信号が供給
され、この出力信号によってＦＭ音声信号は位相検波さ
れる。位相検波回路６の出力信号はループフィルタ７、
スイッチ回路を介し、ＶＣＯ５に供給されるとともに、
　ＬＰＦ４で帯域制限されてＦＭ音声信号のキャリア成
分が充分に減衰され、さらに、ダイナミックレンジ伸長
回路８を通ってＩＣピン端子１０５に出力される。この
ＩＣピン端子１０５に得れる出力信号が周波数復調され
た音声信号である。

ところで、第１図のループフィルタにハ、第２図（−）
に示すラグリードフィルタが一般に用いられる。同図（
ｈ）はラグフィルタであって、入・出力端子間の抵抗Ｒ
１と、出力端子、接地端子間に設けられたコンデンサＣ
１とからなる。ラグリードフィルタは、このラグフィル
タのコンデンサＣ１に直列に抵抗Ｒ２を接続したもので
ある。第５図（ｃＬ）はラグリードフィルタの振幅特性
を、同図（Ａ）は同じく位相特性を夫々示す。第３図（
ｅＬ）における周波数へ、ｆ！け夫々、ｆｌ：′：２π
Ｃ１・（Ｒ１＋Ｒ２）　”°゛°°″−（１１”　＝　
２ｙｒ（’１−Ｒ２・”””’　”で表わされ、したが
って、ラグリードフィルタは、ラグフィルタに比べ、フ
ェーズロックループの位相余裕が大きく、また、引込範
囲が広くなるという特徴を有する。

しかしながら、かかるラグリードフィルタからなるルー
プフィルタの出力信号ｆ　ＦＭ復調された音声信号とす
ると、ＦＭ信号のキャリア成分が充分減衰されないため
に、第１１に゛示すようにＬＰＦ　４が必要となる。し
たがって、部品点数が多くなる。特に、周波数復調回路
８ＩＣ化するに際しては、このＬＰＦ　４は外付は部品
となるために、外付部品が多くなるばかシでなく、この
ためのＩＣピン端子が必要となシ、コストの面で問題が
ある。

〔発明の目的〕

本発明の目的は、上記従来技術の欠点を除き、フェーズ
ロックループの引き込み特性などの性能を劣化させるこ
となく、ＩＣピン端子数を低減できるようにした周波数
復調回路を提供するにある。

〔発明の概要〕

この目的を達成する几めに、本発明は、フェーズロック
ループのループフィルタはラグフィルタ特性とリードフ
ィルタ等性を有し、位相検波回路の出力信号をラグフィ
ルタ特性で帯域制限して不要高域成分が充分に減衰した
復調信号を得、かつ、該位相検波回路の出力信号をラグ
フィルタ特性とリードフィルタ特性で帯域制限して電圧
制御形発振器の制御信号を得るようにした点に特徴があ
る。

〔発明の実施例〕

以下、本発明の実施例を図面について説明する。

第４図は本発明による周波数復調回路の一実施例を示す
ブロック図であって、７．はループフィルタ７の入力端
子、’＊−７３はルー１フイｋ１７の出力端子であシ、
第１図に対応する部分には同一符号をつけている。

第４図において、記録時には、スイッチ回路３はＡ側に
閉じ、ＩＣピン端子１０１が供給された音声信号は、ｊ
ＧＣ回路１でレベル調整された後、スイッチ回路３を介
してＶＣＯ５でＦＭ変調される。

得られたＦＭ音声信号は、記録増幅器９で増幅され、磁
気ヘッド１２に供給されて磁気テープ１１に記録される
。

再生時には、スイッチ回路３はＢ側に切換えられ、　Ｖ
ＣＯ５、位相検波器６およびループフィルタ７によるフ
ェーズロックループで周波数復調回路が形成される。こ
こで、ループフィルタ７は、入力端子７１と接地端子と
の間に抵抗Ｒ１Ｒ２およびコンデンサＣ１が直列接続さ
れ、抵抗Ｒ１，Ｒ２の接続点に出力端子７！が、また、
抵抗Ｒ２，コンデンサＣ１の接続点に出力端子７８が接
続されてなる、ループフィルタ７がかかる構成を有する
ことにより、入力端子７．と出力端子７．との間では、
第２図（α）と比較して明らかなように１ラグリードフ
イルタが形成され、また、入力端子７．と出力端子７３
との間では、第２図（Ａ）と比較して明らか々ように、
ラグフィルタが形成される。

そこで、磁気ヘッド１２によって再生されたＦＭ音声信
号が、再生増幅器１０で増幅された後、位相検波器６に
供給され、その検波出力信号がループフィルタ７０入力
端子７．に供給される。出力端子７．には、検波出力信
号がラグリードフィルタで帯域制限して得られ、この信
号は制御信号としてＶＣＯＳに供給される。また、出力
端子７、には、検波出力信号がラグフィルタで帯域制限
して得られ、復調された音声信号としてＩＣピン端子１
０５から出力される。

いま、−具体例として、ループフィルタ７のラグリート
フィルタ特性が、第３図（ｔＬ）のようになシ、ｆ、　
＝１６　ｋＨｚ　＠ｆ、　＝　８０　ｋＨｚとしてフェ
ーズロックループのＤＣループゲインが６４０　＆Ｊ７
ｚであル場合に、ループフィルタフの出力端子７茸に得
られる信号をＦＭ復調された音声信号とすると、この音
声信号の周波数特性は第５図（α）のようになる。これ
に対し、同一条件でループフィルタ７の出力端子７３に
得られる周波数特性を第５図（Ａ）に示す。

すなわち、フェーズロックループのＤＣループゲインを
に、ループフィルタ７の伝達関数をＦ（５）とすると、
フェーズロックループの伝達関数Ｈ（Ｓ）は、一般に、で表わされる。ところで、ループフィルタ７の入力端子
ハ、出力端子７７間の伝達関数Ｆ　（５）は、であるか
ら、出力端子７ｔから得られる音声信号の周波数特性は
、第５図（α）Ｋ示すように、２０ｋＨｚから１５０１
Ｅｚの周波数帯域で振幅が持上げられ、しかも、Ｉ　Ｍ
Ｈｚの減衰量が一２ＱｄＢ程度しかならない。

これに対して、入力端子７Ｉ、出力端子７８間の伝達関
数Ｆ　（Ｓ）は、で表わされる。したがって、この出力端子７ｓに得られ
る音声信号の周波数特性は、第５図（ｈ）に示すように
、４０ｋＨｚまでは平坦であシ、Ｉ　ＭＨｚの減衰量が
−ＡＯｔＬＢと力る。

したがって、ループフィルタ７の出力端子７　ｇに得ら
れる音声信号は充分にキャリア成分が減衰されてかり、
しかも、出力端子７．からはフェーズロックループの良
好な引込み特性を得るに充分なＶＣＯ５の制御信号が得
られる。

このように１ループフイルタ７を構成するラグリードフ
ィルタにラグフィルタ特性をもたせることによシ、余分
のＬＰＦを設けることなしに、キャリア成分が充分に減
衰した音声信号を得るこ（！：ができ、再生音声の音声
を劣化させることなく、部品点数を低減してＩＣビン端
子数を少なくすることができる。

第６図は本発明による周波数復調回路の他の実施例を示
すブロック図であって、１３は電圧−電流変換回路、１
４は入力端子、１０８．１０９はＩＣビン端子であシ、
第１囚に対応する部分には同一符号をつけている。

第６図において、記録時には、ＩＣビン端子１０１から
入力された音声信号は、ＡＧＣ回路１を介してダイナミ
ックレンジ圧縮回路２に供給され、ダイナミックレンジ
が１７２になるように圧縮される。その後、音声信号は
、スイッチ回路３７￥−介して電圧−電流回路１３（以
下、Ｖ−１変換回路という）に供給され、電流信号に変
換される。

この電流信号はＶＣＯ５に供給されてＦＭ変調され、得
られたＦＭ音声信号はＩＣビン端子１０６から記録増幅
器９を介して磁気ヘッド１２に供給され、磁気テープ１
１に供給される。

Ｖ、、−ｆ変換回路１３には、ＩＣビン端子１０８を介
して抵抗Ｒ５が接続され、また、　ＩＣビン端子１０９
を介して可変抵抗Ｒ４とコンデンサＣ３とが接続されて
おり、可変抵抗Ｒ４の他端は所定の電圧が印加される入
力端子１４が接続されている。

抵抗Ｒ５はＶＣＯ５の中心周波数を決めるＦ−１変換回
路１３の電流信号の直流電流を決定するものであシ、可
変抵抗Ｒ４は、Ｖ−１変換回路１５の変換利得を変化さ
せることにより、ＶＣＯ５のＦＭ変調のデビエーシヨン
を調整するためのものである。また、コンデンサＣ３は
’ｌ’−１変換回路１３の発振を防止するとともに、Ｈ
ＰＦ　（高域通過フィルタ）を構成する。

再生時には、磁気ヘッド１２によ）、磁気テープ１１か
ら再生されたＦＭ音声信号は、再生増幅器１０で増幅さ
れた後、ＩＣビン端子１０７から位相検波回路６に供給
される。位相検波回路６はＦＭ音声信号とＶＣＯ５の出
力信号との位相比較を行なう。位相検波回路６からの検
波出力信号は、抵抗Ｒ５とＩＣビン端子１０２に接続さ
れたコンデンサＣ２とで構成されるラグフィルタで高域
が減衰され、復調された音声信号としてダイナミック伸
長回路８とスイッチ回路６とに供給される。

ダイナミック伸長回路８はこの音声信号のダイナミック
レンジを２倍にして元のダイナミックレンジになり、記
録再生過程で生じた雑音が低減されてＩＣビン端子１０
５から出力される。

一方、スイッチ回路３に供給された音声信号は、Ｖ−１
変換回路１５で抵抗Ｒ４，コンデンサＣ３からなるＨＰ
Ｆ　（すなわち、リードフィルタによって高域が持上げ
られ、電流信号となってＶＣＯＳに供給される。

このように、位相検波回路６からの検波出力信号はラグ
フィルタとリードフィルタを通シ、したがって、等測的
にラグリードフィルタを通シ、制御信号としてＶＣＯ５
に供給される。

、第７図は第６図のスイッチ回路とＶｌ変換回路の一具
体例を示す回路図であって、１５は負の全帰還形増幅器
、１６はスイッチ、１７は定電流源、１８は入力端子、
１９は出力端子であり、第６図に対応する部分には同一
符号をつけている。

第７図において、記録時には、スイッチ１６はＲＥＣ端
子側に閉じ、トランジスタＱ７．抵抗Ｒ１１および電圧
源Ｅ１が定電流源を形成する。このとき、トランジスタ
ＱＢはオフであるためにトランジスタＱ５．Ｑ６にはエ
ミッタ電流が流れず、トランジスタＱ５．Ｑ６はオフで
ある。

入力端子Ａ（これは、スイッチ回路３の接点Ａ　（第６
図）である）からトランジスタ。５のペースに、ダイナ
ミック圧ｍ回路２（第６図）が出力した音声信号が供給
され、スイッチ回路３を含む実線で囲まれた部分１５が
負の全帰還形増幅器を構成するから、この音声信号にほ
ぼ等しい信号がトランジスタＱ４のペースに供給される
。

ここで、入力端子１４には、入力端子Ａまたは再生時の
入力端子Ｂ（これは、スイッチ回路３の接点Ｂ（第６図
）である）の直流電圧にトランジスタのペース・エミッ
タ間電圧を加えた電圧が印加されておシ、入力端子Ａに
音声信号が供給されていないときには、差動対をなすト
ランジスタＱＢ、Ｑ４の夫々のコレクタ電流が等しくな
るようにしている。負荷抵抗Ｒ４には、入力信号に対応
した信号電流だけが流れ、負荷抵抗Ｒ４の抵抗値を大き
くすると、トランジスタＱ５．Ｑ４のコレクタ電流の差
は小さくなり逆に、負荷抵抗Ｒ４の負荷抵抗を小さくす
るとトランジスタＱ５．Ｑ４のコレクタ電流の差は大き
くなる。このコレクタ電流の差は、入力端子Ａに供給さ
れる音声信号に対応したものである。したがって、負荷
抵抗Ｒ４を変化させることにより、Ｆ−１変換回路のＶ
−１変換利得を調整することができる。

ところで、トランジスタＱ１．Ｑ１２と抵抗Ｒ１５、Ｒ
１７はカレントミラー回路を形成し、トランジスタＱ２
．Ｑ１０と抵抗Ｒ１４，Ｒ１５もカレントミラー回路を
形成し、トランジスタ゛１３．　（！１５と抵抗Ｒ１Ｂ
、Ｒ２０もカレントミラー回路を形成しておシ、また、
抵抗Ｒ１３，Ｒ１４，７？１５．７？１７Ｒ１Ｂ、　Ｒ
２０は抵抗値が等しい。そこで、トランジスタＱ１．Ｑ
ｓ、Ｑ１２のコレクタ電流は互いに等しく、着た、トラ
ンジスタＱ２．Ｑ４．Ｑ１０、　Ｑ　１３．Ｑ　１５の
コレクタ電流も互いに等しいから、電Ｒ１，は、トラン
ジスタＱ　１２．　Ｑ　１５のコレクタ電流の差、した
がって、トランジスタＱ３、Ｑ４のコレクタ電流の差で
あり、入力端子Ａから供給される音声信号に応じた信号
電流である。

一方、入力端子１８には、所定の基準電圧が印加されて
お’９．ＩＣビン端子１０８に接続された抵抗Ｒ５によ
シ、トランジスタ０１９のコレクタ電流Ｉ！が決定され
る。また、トランジスタＱ１６゜＜；）１７．　ＱｌＢ
と抵抗Ｒ２１，Ｒ２２はカレントミラー回路を形成して
おり、トランジスタ０１８のコレクタ電流はトランジス
タ０１９のコレクタ電流Ｉ。

に等しい。このために、トランジスタＱ２０のコレクタ
電流はＩｌ＋１．となる。ここで、トランジスタＱ２０
．０２１と抵抗Ｒ２３，Ｒ２４とでカレントミラー回路
が形成されておシ、この結果、トランジスタＱ２１のコ
レクタ電流Ｉ、は、１、　＝１．　＋Ｉ。

となる。出力端子１９はｖｃｏ　５　（第６図）Ｋ接続
されており、音声信号に応じた電流信号Ｉ、と直流電流
Ｉ、の和電流１．がこのＶＣＯ５の入力電流となる。こ
の場合、直流電流Ｉ、がＶＣＯ５の中心周波数を決定し
、電流信号Ｉ、がＶＣＯ５のデビエーシ冒ンを決める。

このために、ＶＣＯ５の変調感度にバラツキがあっても
、Ｖ−１変換回路において、抵抗Ｒ４を調整することに
よってＶＣＯ５に供給される信号電流１ｍを変化させる
ことができるから、従来技術のように入力端子Ａから供
給される音声信号の振幅レベルを変化させることなく、
：ｒｃｏ　５ノテヒエーシヨンを調整することができる
。

第７図において、再生時には、スイッチ１６がＰＢ端子
側に閉じ、トランジスタＱＢ、抵抗Ｊ？１２および電圧
源Ｅ１によって定電流源φ工形酸される。この場合、ト
ランジスタＱ７はオフとなるから、トランジスタＱ５．
Ｑ４はオフとなる。

入力端子Ｂには、抵抗Ｒ３とコンデンサｃ２とから力る
ラグフィルタからの音声信号が供給される。この場合も
記録時と同様に、トランジスタＱ５．Ｑ６のコレクタ電
流の差電流は入力端子Ｂから供給された音声信号に応じ
たものであシ、この差電流は信号電流１１としてトラン
ジスタＱ２０のコレクタに供給される。そして、出力端
子１９にこの信号電流１１と直流電流Ｉ！との和電流Ｉ
３が現われ、これがｖｃｏ　５　（第６図）に供給され
る。

なお、　ＩＣビン端子１０９に接続されたコンデンサＣ
３は、全帰還形増幅器１５の位相余裕を大きくして発振
を防止し、かつ、帰還信号の高域を抑圧して全帰還形増
幅器１５を低域での利得が１であるリードフィルタ（Ｅ
ＰＦ　）としている。このリードフィルタの遮断周波数
ｆｃは、抵抗Ｒ４とコンデンサＣ３とで決まり、 ’Ｃ”　２ＫＩ１４．Ｃ５と表わされる。したがって、ＶＣＯ５に入力される制御
信号は、位相検波回路６の検波出力信号を、コンデンサ
Ｃ２（！：抵抗Ｒ３からなるラグフィルタと上記リード
フィルタを通すことによって、したがって、ラグリード
フィルタを通すことによって得られたことになる。

また、とのＶ−１変換回路は、上述したように、記録時
、入力端子Ａに供給される音声信号の振幅レベルを変化
させることなく、ＶＣＯ５でのデビエーシ冒ンを所定の
値に設定するように、信号電流の振幅レベルを設定して
いるから、再生時には、記録時に入力端子、（Ｋ供給さ
れる音声信号と同一振幅レベルの音声信号が入力端子Ｂ
に供給される。

第８図は第６図のＶＣＯ５の一具体例を示す回路図であ
って、２０〜２３は定電流源であり、第６図、第７図に
対応する部分には同一符号をつけている。

このＶＣＯ５はエミッタ結合非安定マルチバイブレータ
である。こ４のマルチバイブレータの発振周期Ｔは、第
７図にしたＦ−１変換回路から端子１９を介して供給さ
れる電流Ｉ３によシ、コンデンサＣ１０の充電電圧が、２０Ｒ１００，ｒ１１００＋Ｒ１０１” となるに要する充電時間の２倍であるから、となる。し
たがって、発振周波数ｆは、となり、電流Ｉ３の変化に
対する発振周波数ｆの変化量（すなわち、ＶＣＯ５の変
調感度）は、であるから、第７図に示したＶ−１変換回
路で電流変換された音声信号に応じて発振周波数ｆが制
御される。この際、第７図における負荷抵抗Ｒ４の抵抗
値を変化させることにより、ｒ−１変換回路のＶ−１変
換利得を変化させることができるから、ＶＣＯ５の変調
感度にバラツキがあっても、ＶＣＯ５のデビエーシコン
ｆ一定ｆることかできる。

以上のように、この実施例では、Ｖ−１変換回路１３を
設けることにより、記録すべき音声信号の根部しベル苓
菅仕吠ぜスｒシカ（−ＶＣＯ５のデビエーシｌンを調整
することができ、しかも、ＶＣＯ５の発振中心周波数の
調整とデビエーシ璽ンの調整とを独立に行なうことがで
きる。

このために、最適なフェーズロックループ特性が得られ
、高品質の摺復調音声信号が得られる。

また、Ｖ−１変換回路１３に設けたリードフィルタ（Ｈ
ＰＦ　）と位相検波回路６の次段に設けた抵抗Ｒ３とコ
ンデンサＣ２とからなるラグフィルタとによってラグリ
ードフィルタが構成され、これがフェーズロックループ
のループフィルタをなし、ているから、このラグリード
フィルタからＶＣＯ５の制御信号が得られるとともに、
上記ラグフィルタから不要高域成分が充分に減衰された
ＦＭ復調音声信号が得られる。したがって、別にこのよ
うなＦＭ復調音声信号を得るためのＬＰＦを必要とせず
、部品点数の削減を実現できる。

〔発明の効果〕

以上説明したように、本発明によれば、フェーズロック
ループを形成するループフィルタを、ＦＭ復調音声信号
の不要高域成分を充分減衰させるためのＬＰＦにも兼用
可能となシ、使用部品点数が低減し、特に、ＩＣ化に際
して外付は部品とＩＣピン端子数の削除が達成できるも
のであって、上記従来技術の欠点を除いて優れた機能の
周波数復調回路を低コストで提供することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の周波数復調回路の一例を示すブロック図
、第２図（−）はラグリードフィルタを示す回路図、同
図＜ｈ＞はラグフィルタを示す回路図、第３図（ｇ）、
　（Ａ）はラグリードフィルタの特性図、第４図は本発
明による周波数復調回路の一実施例を示すブロック図、
第５図（（り、　（ｂ）は夫々第４図のループフィルタ
のラグリードフィルタ特性、ラグフィルタ特性による音
声信号の周波数特性を示す特性図、第６図は本発明によ
る周波数復調回路の他の実施例を示すブロック図、第７
図は第６図のスイッチ回路と電圧−電流変換回路の一具
体例を示す回路図、第８図は第６図の電圧制御形見振器
の一具体例を示す回路図である。３・・・スイッチ回路　５・・・電圧制御形発撮器６・
・・位相検波回路　７・・・ループフィルタ７□・・・
入力端子　７！＋　７．　・・出力端子１３・・・電圧
−電流変換回路１０１　・・・音声信号が入力されるＩ’Ｃビン端子１
０５・・・復調された音声信号が出力されるＩＣビン端
子代理人弁理士　高　橋　明　夫閉２図　（ｂ）（幻

Claims

【特許請求の範囲】

（１）　位相検波回路とループフィルタと電圧制御形発
振器とからなるフェーズロックループで形成され、周波
数変調された情報信号の位相検波出力信号が該ループフ
ィルタを介して該電圧制御形発振器に供給されるように
した周波数復調回路において、前記ループフィルタは、
前記位相検波出力信号が供給される入力端子と第１の出
力端子との間でラグリードフィルタ特性を、かつ、該入
力端子と第２の出力端子との間でラグフィルタ特性を夫
々有し、該第１の出力端子に前記電圧制御形発振器の制
御電圧を出力し、該第２の出力端子に復調された前記情
報信号を出力するように構成したことを特徴とする周波
数復調回路。
（２）　特許請求の範囲第（１）項において、前記入力
端子、接地端子間に第１の抵抗、第２の抵抗およびコン
デンサが直列接続され、かつ、前記第１の出力端子が該
Ｗ、１．第２の抵抗の接続点に、前記第２の出力端子が
該第１の抵抗と該コンデンサとの接続点に夫々接続され
てなることを特徴とする周波数変調回路。
（３）　特許請求の範囲第＋１１項において、前記ルー
プフィルタは、前記入力端子、前記＠１の出力端子間に
ラグフィルタとリードフィルタとが直列接続され、該ラ
グフィルタの出力端子に前記第２の出力端子が接続され
てなることを特徴とする周波数復調回路。