JPH0249046B2 - Shuhasufukuchokairo - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の利用分野〕 本発明は、フエーズロツクループによつて形成
されたIC（集積回路）化に好適な周波数復調回路
に関する。

〔発明の背景〕

従来より、情報信号を記録再生するための方法
として、周波数変調（以下、FM変調という）方
式による方法が広く用いられている。この方法を
ビデオテープレコーダ（VTR）における音声信
号の記録再生を例にして説明すると、一般に、
VTRにおいては、輝度信号はFM変調され、ま
た、色度信号はFM変調輝度信号の周波数帯域の
下側に低減変換されて記録されており、その場
合、FM変調された音声度信をFM変調輝度信号
の周波数帯域と低減変換色度度信の周波数帯域と
の間に周波数多重して記録する方法が知られてい
る。

第１図はかかる音声FM多重記録方式における
FM復調回路の一従来例を示すブロツク図であつ
て、１はAGC回路（自動利得制御回路）、２はダ
イナミツクレンジ圧縮回路、３はスイツチ回路、
４はLPF（低域通過フイルタ）、５はVCO（電圧制
御形発振器）、６は位相検波回路、７はループフ
イルタ、８はダイナミツクレンジ伸長回路、９は
記録増幅器、１０は再生増幅器、１１は磁気テー
プ、１２は磁気ヘツドであり、また、破線で囲ま
れた部分がIC構成となつていて、１０１〜１０
７がICピン端子である。

同図において、記録時には、スイツチ回路３は
端子Ａ側に閉じ、VCO５がFM変調器として動作
する。ICピン端子１０１から供給された音声信
号は、AGC回路１でレベル調整され、ダイナミ
ツクレンジ圧縮回路２で所定のダイナミツクレン
ジとなるように圧縮される。ダイナミツクレンジ
圧縮回路２からの音声信号は、スイツチ回路を介
してVCO５に供給される。VCO５は、供給され
た音声信号に応じて発振器周波数が変化し、FM
音声信号を出力する。このFM音声信号は、ICピ
ン端子１０６から記録増幅器９に供給されて増幅
され、磁気ヘツド１２に供給されて磁気テープ１
１に記録される。

一方、スイツチ回路３からの音声信号は、IC
ピン端子１０３，１０４間に外付けされたLPF
４を介してダイナミツクレンジ伸長回路８に供給
され、そこでダイナミツクレンジ圧縮回路２で圧
縮された分伸長され、ICピン端子１０５からモ
ニタ信号として出力される。

次に、再生時においては、スイツチ回路３は端
子Ｂ側に閉じ、VCO５、位相検波回路６および
ICピン端子１０２に外付けされたループフイル
タによるフエーズロツクフレープでもつて周波数
復調回路が形成される。

そこで、磁気ヘツド１２により、磁気テープ１
１から再生されたFM音声信号は、再生増幅器１
０で増幅され、ICピン端子１０７から位相検波
回路６に供給される。位相検波回路６には、ま
た、VCO５の出力信号が供給され、この出力信
号によつてFM音声信号は位相検波される。位相
検波回路６の出力信号はループフイルタ７、スイ
ツチ回路を介し、VCO５に供給されるとともに、
LPF４で帯域制限されてFM音声信号のキヤリア
成分が充分に減衰され、さらに、ダイナミツクレ
ンジ伸長回路８を通つてICピン端子１０５に出
力される。このICピン端子１０５に得れる出力
信号が周波数復調された音声信号である。

ところで、第１のループフイルタには、第２図
ａに示すラグリードフイルタが一般に用いられ
る。同図ｂはラグフイルタであつて、入・出力端
子間の抵抗Ｒ１と、出力端子、接地端子間に設け
られたコンデンサＣ１とからなる。ラグリードフ
イルタは、このラグフイルタのコンデンサＣ１に
直列に抵抗Ｒ２を接続したものである。第３図ａ
はラグリードフイルタの振幅特性を、同図ｂは同
じく位相特性を夫々示す。第３図ａにおける周波
数₁，₂は夫々、₁ ＝１／2πC1・（R1＋R2） …(1)₂ ＝１／2πC1・R2 …(2) で表わされ、したがつて、ラグリードフイルタ
は、ラグフイルタに比べ、フエーズロツクループ
の位相余裕が大きく、また、引込範囲が広くなる
という特徴を有する。

しかしながら、かかるラグリードフイルタから
なるループフイルタの出力信号をFM復調された
音声信号とすると、FM信号のキヤリア成分が充
分減衰されないために、第１図に示すように、
LPF４が必要となる。したがつて、部品点数が
多くなる。特に、周波数復調回路をIC化するに
際しては、このLPF４は外付け部品となるため
に、外付部品が多くなるばかりでなく、このため
のICピン端子が必要となり、コストの面で問題
がある。

〔発明の目的〕

本発明の目的は、上記従来技術の欠点を除き、
フエーズロツクループの引き込み特性などの性能
を劣化させることなく、ICピン端子を低減でき
るようにした周波数復調回路を提供するにある。

〔発明の概要〕

この目的を達成するために、本発明は、フエー
ズロツクループのループフイルタはラグフイルタ
特性とリードフイルタ特性を有し、位相検波回路
の出力信号をラグフイルタ特性で帯域制限して不
要高域成分が充分に減衰した復調信号を得、か
つ、該位相検波回路の出力信号をラグフイルタ特
性とリードフイルタ特性で帯域制限して電圧制御
形発振器の制御信号を得るようにした点に特徴が
ある。

〔発明の実施例〕

以下、本発明の実施例を図面について説明す
る。

第４図は本発明による周波数復調回路の一実施
例を示すブロツク図であつて、７₁はループフイ
ルタ７の入力端子、７₂，７₃はループフイルタ７
の出力端子であり、第１図に対応する部分には同
一符号をつけている。

第４図において、記録時には、スイツチ回路Ｃ
はＡ側に閉じ、ICピン端子１０１が供給された
音声信号は、AGC回路１でレベル調整された後、
スイツチ回路３を介してVCO５でFM変調され
る。得られたFM音声信号は、記録増幅器９で増
幅され、磁気ヘツド１２に供給されて磁気テープ
１１に記録される。

再生時には、スイツチ回路３はＢ側に切換えら
れ、VCO５、位相検波回路６およびループフイ
ルタ７によるフエーズロツクループで周波数復調
回路が形成される。ここで、ループフイルタ７は
入力端子７₁と接地端子との間に抵抗Ｒ１，Ｒ２
およびコンデンサＣ１が直列接続され、抵抗Ｒ
１，Ｒ２の接続点に出力端子７₂が、また、抵抗
Ｒ２、コンデンサＣ１の接続点に出力端子７₃が
接続されてなる。ループフイルタ７がかかる構成
を有することにより、入力端子７₁と出力端子７₂
との関では、第２図ａと比較して明らかなよう
に、ラグリードフイルタが形成され、また、入力
端子７₁と出力端子７₃との間では、第２図ｂと比
較して明らかなように、ラグフイルタが形成され
る。

そこで、磁気ヘツド１２によつて再生された
FM音声信号が、再生増幅器１０で増幅された
後、位相検波器６に供給され、その検波出力信号
がループフイルタ７の入力端子７₁に供給される。
出力端子７₂には、検波出力信号がラグリードフ
イルタで帯域制限して得られ、この信号は制御信
号としてVCO５に供給される。また、出力端子
７₃には、検波出力信号がラグフイルタで帯域制
限して得られ、復調された音声信号としてICピ
ン端子１０５から出力される。

いま、一具体例として、ループフイルタ７のラ
グリードフイルタ特性が、第３図ａのようにな
り、₁＝16kHz、₂＝80kHzとしてフエーズロツク
ループのDCループゲインが640kHzである場合
に、ループフイルタ７の出力端子７₂に得られる
信号をFM復調された音声信号とすると、この音
声信号の周波数特性は第５図ａのようになる。こ
れに対し、同一条件でループフイルタ７の出力端
子７₃に得られる周波数特性を第５図ｂに示す。

すなわち、フエーズロツクループのDCループ
ゲインをＫ、ループフイルタ７の伝達関数をＦ
（Ｓ）とすると、フエーズロツクループの伝達関
数Ｈ（Ｓ）は、一般に、 Ｈ（Ｓ）＝KF（Ｓ）／Ｓ／１＋KF（Ｓ）／Ｓ …(3) で表わされる。ところで、ループフイルタ７の入
力端子７₁、出力端子７₂間の伝達関数Ｆ（Ｓ）は、 Ｆ（Ｓ）＝R24１／SC1／R1＋R2＋１／SC1 …(4) であるから、出力端子７₂から得られる音声信号
の周波数特性は、第５図ａに示すように、20kHz
から150kHzの周波数帯域で振幅が持上げられ、
しかも1MHzの減衰量が−20dB程度しかならな
い。

これに対して、入力端子７₁、出力端子７₃間の
伝達関数Ｆ（Ｓ）は、 Ｆ（Ｓ）＝１／SC1／R1＋R2＋１／SC1 …(5) で表わされる。したがつて、この出力端子７₃に
得られる音声信号の周波数特性は、第５図ｂに示
すように、40kHzまでは平坦であり、1MHzの減
衰量が−40dBとなる。

したがつて、ループフイルタ７の出力端子７₃
に得られる音声信号は充分にキヤリア成分が減衰
されており、しかも、出力端子７₂からはフエー
ズロツクループの良好な引込み特性を得るに充分
なVCO５の制御信号が得られる。

このように、ループフイルタ７を構成するラグ
リードフイルタにラグフイルタ特性をもたせるこ
とにより、余分のLPFを設けることなしに、キ
ヤリア成分が充分に減衰した音声信号を得ること
ができ、再生音声の音声を劣化させることなく、
部品点数を低減してICピン端子数を少なくする
ことができる。

第６図は本発明による周波数復調回路の他の実
施例を示すブロツク図であつて、１３は電圧−電
流変換回路、１４は入力端子、１０８，１０９は
ICピン端子であり、第１図に対応する部分には
同一符号をつけている。

第６図において、記録時には、ICピン端子１
０１から入力された音声信号は、AGC回路１を
介してダイナミツクレンジ圧縮回路２に供給さ
れ、ダイナミツクレンジが1/2になるように圧縮
される。その後、音声信号は、スイツチ回路３を
介して電圧−電流回路１３（以下Ｖ−Ｉ変換回路
という）に供給され、電流信号に変換される。こ
の電流信号はVCO５に供給されてFM変調され、
得られたFM音声信号はICピン端子１０６から記
録増幅器９を介して磁気ヘツド１２に供給され、
磁気テープ１１に供給される。

Ｖ−Ｉ変換回路１３には、ICピン端子１０８
を介して抵抗Ｒ５が接続され、また、ICピン端
子１０９を介して可変抵抗Ｒ４とコンデンサＣ３
とが接続されており、可変抵抗Ｒ４の他端は所定
の電圧が印加される入力端子１４が接続されてい
る。抵抗Ｒ５はVCO５中心周波数を決めるＶ−
Ｉ変換回路１３の電流信号の直流電流を決定する
ものであり、可変抵抗Ｒ４は、Ｖ−Ｉ変換回路１
３の変換利得を変化させることにより、VCO５
のFM変調のデビエーシヨンを調整するためのも
のである。また、コンデンサＣ３はＶ−Ｉ変換回
路１３の発振を防止するとともに、HPF（高域通
過フイルタ）を構成する。

再生時には、磁気ヘツド１２により、磁気テー
プ１１から再生されたFM音声信号は、再生増幅
器１０で増幅された後、ICピン端子１０７から
位相検波回路６に供給される。位相検波回路６は
FM音声信号とVCO５の出力端子との位相比較を
行なう。位相検波回路６の出力段に接続されてい
る抵抗R₃とICピン端子１０２を介して接続され
ているコンデンサＣ２は、位相検波回路６の負荷
として働く。従つて、位相検波回路６の出力信号
は、伝達関数Fa（ｓ）が Fa（ｓ）＝１／SC₂／R₃＋１／SC₂ …(6) であるラグフイルタで高域が減衰され、復調され
た音声信号としてはダイナミツク伸長回路８とス
イツチ回路３とに供給される。ダイナミツク伸長
回路８はこの音声信号のダイナミツクレンジを２
倍にして元のダイナミツクレンジになり、記録再
生過程で生じた雑音が低減されてICピン端子１
０５から出力される。

一方、スイツチ回路３に供給された音声信号
は、Ｖ−Ｉ変換回路１３で抵抗Ｒ４、コンデンサ
C₃からなる、伝達関数Fb（ｓ）が Fb（ｓ）＝R₄＋１／SC₃／１／SC₃ …(7) であるリードフイルタにより高域が持ち上げら
れ、電流信号となつてVCO５に供給される。な
お、このＶ−Ｉ変換回路１３及びリードフイルタ
特性については、後の第７図で詳しく述べる。こ
の様にVCO５に供給される位相検波回路６から
の検波出力信号は上記のラグフイルタとリードフ
イルタを通り、従つて、等化的に伝達関数Fc
（ｓ）が Fc（ｓ）＝Fa（ｓ）×Fb（ｓ）＝１＋SC₃R₄／１＋SC₂R₃
…(8) であるラグリードフイルタを通つた信号となる。

尚、上記ラグフイルタの時定数τ_a＝C₂R₃とリ
ードフイルタの時定数τ_b＝C₃R₄の関係はτ_a＞τ_bに
設定している。

第７図は第６図のスイツチ回路とＶ−Ｉ変換回
路の一具体例を示す回路図であつて、１５は負帰
還形増幅器、１６はスイツチ、１７は定電流源、
１８は入力端子、１９は出力端子であり、第６図
に対応する部分には同一符号をつけている。

第７図において、記録時には、スイツチ１６は
REC端子側に閉じ、トランジスタＱ７、抵抗Ｒ
１１および電圧源E1が定電流源を形成する。こ
のとき、トランジスタＱ８はオフであるために、
トランジスタＱ５，Ｑ６にはエミツタ電流が流れ
ず、トランジスタＱ５，Ｑ６はオフである。

入力端子Ａ（これは、スイツチ回路３の接点Ａ
（第６図）である）からトランジスタＱ３のベー
スに、ダイナミツク圧縮回路２（第６図）が出力
した音声信号が供給され、スイツチ回路３を含む
実線で囲まれた部分１５は音声帯域においては負
の全帰還形増幅器を構成するから、この音声信号
はほぼ等しい信号がトランジスタＱ４のベースに
供給される。

ここで、入力端子１４には、入力端子Ａまたは
再生時の入力端子Ｂ（これは、スイツチ回路３の
接点Ｂ（第６図）である）の直流電圧にトランジ
スタのベース・エミツタ間電圧を加えた電圧が印
加されており、入力端子Ａに音声信号が供給され
ていないときには、差動対をなすトランジスタＱ
３，Ｑ４の夫々のコレクタ電流が等しくなるよう
にしている。負荷抵抗Ｒ４には、入力信号に対応
した信号電流だけが流れ、負荷抵抗Ｒ４の抵抗値
を大きくすると、トランジスタＱ３，Ｑ４のコレ
クタ電流の差は小さくなり、逆に、負荷抵抗Ｒ４
の負荷抵抗を小さくすると、トランジスタＱ３，
Ｑ４のコレクタ電流の差は大きくなる。このコレ
クタ電流の差は、入力端子Ａに供給される音声信
号に対応したものである。したがつて、負荷抵抗
Ｒ４を変化させることにより、Ｖ−Ｉ変換回路の
Ｖ−Ｉ変換利得を調整することができる。

ところで、トランジスタＱ１，Ｑ１２と抵抗Ｒ
１３，Ｒ１７はカレントミラー回路を形成し、ト
ランジスタＱ２，Ｑ１０と抵抗Ｒ１４．Ｒ１５も
カレントミラー回路を形成し、トランジスタＱ１
３，Ｑ１５と抵抗Ｒ１８，Ｒ２０もカレントミラ
ー回路を形成しており、また、抵抗Ｒ１３，Ｒ１
４，Ｒ１５，Ｒ１７，Ｒ１８，Ｒ２０は抵抗値が
等しい。そこで、トランジスタＱ１，Ｑ３，Ｑ１
２のコレクタ電流は互いに等しく、また、トラン
ジスタＱ２，Ｑ４，Ｑ１０，Ｑ１３，Ｑ１５のコ
レクタ電流も互いに等しいから、電流I₁は、トラ
ンジスタＱ１２，Ｑ１５のコレクタ電流の差、し
たがつて、トランジスタＱ３，Ｑ４のコレクタ電
流の差であり、入力端子Ａから供給される音声信
号に応じた信号電流である。

一方、入力端子１８には、所定の基準電圧が印
加されており、ICピン端子１０８に接続された
抵抗Ｒ５により、トランジスタＱ１９のコレクタ
電流I₂が決定される。また、トランジスタＱ１
６，Ｑ１７，Ｑ１８と抵抗Ｒ２１，Ｒ２２はカレ
ントミラー回路を形成しており、トランジスタＱ
１８のコレクタ電流はトランジスタＱ１９のコレ
クタ電流I₂に等しい。このために、トランジスタ
Ｑ２０のコレクタ電流はI₁＋I₂となる。ここで、
トランジスタＱ２０，Ｑ２１と抵抗Ｒ２３，Ｒ２
４とでカレントミラー回路が形成されており、こ
の結果、トランジスタＱ２１のコレクタ電流I₃
は、 I₃＝I₁＋I₂ となる。出力端子１９はVCO５（第６図）に接
続されており、音声信号に応じた電流信号I₁と直
流電流I₂の和電流I₃がこのVCO５の入力電流とな
る。この場合、直流電流I₂がVCO５の中心周波
数を決定し、電流信号I₁がVCO５のデビエーシ
ヨンを決める。

このために、VCO５の変調感度にバラツキが
あつても、Ｖ−Ｉ変換回路において、抵抗Ｒ４を
調整することによつてVCO５に供給される信号
電流I₁を変化させることができるから、従来技術
のように入力端子Ａから供給される音声信号の振
幅レベルを変化させることなく、VCO５のデビ
エーシヨンを調整することができる。

第７図において、再生時には、スイツチ１６が
PB端子側に閉じ、トランジスタＱ８、抵抗Ｒ１
２および電圧源E1によつて定電流源が形成され
る。この場合、トランジスタＱ７はオフとなるか
ら、トランジスタＱ３，Ｑ４はオフとなる。

入力端子Ｂには、抵抗Ｒ３とコンデンサＣ２と
からなるラグフイルタからの再生音声信号が供給
される。この場合も記録時と同様に、トランジス
タＱ５，Ｑ６のコレクタ電流の差電流は入力端子
Ｂから供給された音声信号に応じたものであり、
この差電流は信号電流I₁としてトランジスタＱ２
０のコレクタに供給される。そして、出力端子１
９にこの信号電流I₁と直流電流I₂との和電流I₃が
現われ、これがVCO５（第６図）に供給される。

ICピン端子１０９に接続されたコンデンサＣ
３は可変抵抗Ｒ４と組み合わせて負帰還増幅器１
５の帰還率を決定しており、帰還信号の高域を抑
圧する。この帰還率β（ｓ）は β（ｓ）＝１／SC3／R₄＋１／SC3 …(9) と表わせるので、負帰還増幅器１５の伝達関数Ｇ
（ｓ）は Ｇ（ｓ）＝１／β（ｓ）＝R₄＋１／SC3／１／SC3…(10) となり、先の式(7)に示した、低域の利得が１であ
るリードフイルタの特性となる。したがつて、
VCO５に入力される制御信号は、位相検波回路
６の検波出力信号を、コンデンサＣ２と抵抗Ｒ３
からなるラグフイルタと上記リードフイルタを通
すことによつて、したがつて、ラグリードフイル
タを通すことによつて得られることになる。

また、このＶ−Ｉ変換回路は、上述したよう
に、記録時、入力端子Ａに供給される音声信号の
振幅レベルを変化させることなく、VCO５での
デビエーシヨンを所定の値に設定するように、信
号電流の振幅レベルを設定しているから、再生時
には、記録時に入力端子Ａに供給される音声信号
と同一振幅レベルの音声信号が入力端子Ｂに供給
される。

第８図は第６図のVCO５の一具体例を示す回
路図であつて、２０〜２３は定電流源であり、第
６図、第７図に対応する部分には同一符号をつけ
ている。

このVCO５はエミツタ結合非安定マルチバイ
ブレータである。このマルチバイブレータの発振
周期Ｔは、第７図に示したＶ−Ｉ変換回路から端
子１９を介して供給される電流I₃により、コンデ
ンサＣ１０の充電電圧が、 ２・R100／R100＋R101・V_cc となるに要する充電時間の２倍であるから、 Ｔ＝４・C10・ｋ・V_cc／I₃ 〔但し、ｋ＝R100／R100＋R101〕 となる。したがつて、発振周波数は、 ＝I₃／４・C10・ｋ・V_cc となり、電流I₃の変化に対する発振周波数の変
化量（すなわち、VCO５の変調感度）は、 ∂／∂I₃＝１／４・C10・ｋ・V_cc であるから、第７図に示したＶ−Ｉ変換回路で電
流変換された音声信号に応じて発振周波数が制
御される。この際、第７図における負荷抵抗Ｒ４
の抵抗値を変化させることにより、Ｖ−Ｉ変換回
路のＶ−Ｉ変換利得を変化させることができるか
ら、VCO５の変調感度にバラツキがあつても、
VCO５のデビエーシヨンを一定することができ
る。

以上のように、この実施例では、Ｖ−Ｉ変換回
路１３を設けることにより、記録すべき音声信号
の振幅レベルを変化させることなく、VCO５の
デビエーシヨンを調整することができ、しかも、
VCO５の発振中心周波数の調整とデビエーシヨ
ンの調整とを独立に行なうことができる。このた
めに、最適なフエーズロツクループ特性が得ら
れ、高品質のFM復調音声信号が得られる。

また、Ｖ−Ｉ変換回路１３に設けたリードフイ
ルタ（HPF）と位相検波回路６の次段に設けた
抵抗Ｒ３とコンデンサＣ２とからなるラグフイル
タとによつてラグリードフイルタが構成され、こ
れがフエーズロツクループのループフイルタをな
しているから、このラグリードフイルタから
VCO５の制御信号が得られるとともに、上記ラ
グフイルタから不要高域成分が充分に減衰された
FM復調音声信号が得られる。したがつて、別に
このようなFM復調音声信号を得るためのLPFを
必要とせず、部品点数の削減を実現できる。

〔発明の効果〕

以上説明したように、本発明によれば、フエー
ズロツクループを形成するループフイルタを、
FM復調音声信号の不要高域成分を充分減衰させ
るためのLPFにも兼用可能となり、使用部品点
数が低減し、特に、IC化に際して外付け部品と
ICピン端子数の削除が達成できるものであつて、
上記従来技術の欠点を条いて優れた機能の周波数
復調回路を低コストで提供することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の周波数復調回路の一例を示すブ
ロツク図、第２図ａはラグリードフイルタを示す
回路図、同図ｂはラグフイルタを示す回路図、第
３図ａ，ｂはラグリードフイルタの特性図、第４
図は本発明による周波数復調回路の一実施例を示
すブロツク図、第５図ａ，ｂは夫々第４図のルー
プフイルタのラグリードフイルタ特性、ラグフイ
ルタ特性による音声信号の周波数特性を示す特性
図、第６図は本発明による周波数復調回路の他の
実施例を示すブロツク図、第７図は第６図のスイ
ツチ回路と電圧−電流変換回路の一具体例を示す
回路図、第８図は第６図の電圧制御形発振器の一
具体例を示す回路図である。 ３……スイツチ回路、５……電圧制御形発振
器、６……位相検波回路、７……ループフイル
タ、７₁……入力端子、７₂，７₃……出力端子、
１３……電圧−電流変換回路、１０１……音声信
号が入力されるICピン端子、１０５……復調さ
れた音声信号が出力されるICピン端子。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 位相検波回路とループフイルタと電圧制御形
   発振器とからなるフエーズロツクループで形成さ
   れ、周波数変調された情報信号の位相検波出力信
   号が該ループフイルタを介して該電圧制御発振器
   に供給されるようにした周波数復調回路におい
   て、前記ループフイルタは、前記位相検波出力信
   号が供給される入力端子と第１の出力端子との間
   でラグリードフイルタ特性を、かつ、該入力端子
   と第２の出力端子との間でラグフイルタ特性を
   夫々有し、該第１の出力端子に前記電圧制御形発
   振器の制御電圧を出力し、該第２の出力端子に復
   調された前記情報信号を出力するように構成した
   ことを特徴とする周波数復調回路。 ２ 前記入力端子、接地端子間に第１の抵抗、第
   ２の抵抗およびコンデンサが直列接続され、か
   つ、前記第１の出力端子が該第１、第２の抵抗の
   接続点に、前記第２の出力端子が該第１の抵抗と
   該コンデンサとの接続点に夫々接続されてなるこ
   とを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の周波
   数復調回路。 ３ 前記ループフイルタは、前記入力端子、前記
   第１の出力端子間にラグフイルタとリードフイル
   タとが直列接続され、該ラグフイルタの出力端子
   に前記第２の出力端子が接続され、上記ラグフイ
   ルタおよびリードフイルタはそれぞれ Fa（ｓ）＝１／１＋τ_aｓ、Fb（ｓ）＝１＋τ_bｓ の伝達関数をもち、上記ラグフイルタの時定数τ_a
   と上記リードフイルタの時定数τ_bとがτ_a＞τ_bであ
   ることを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の
   周波数復調回路。