JPS60243341A - 電力コンバータを用いた燃料噴射装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （イ）産業上の利用分野 本発明は、内燃機関におけろ燃料噴射装置に関するもの
である。特に電気機械的な燈゛料噴射システムならびに
それに付随した電子制御に関する。

（ロ）従来技術 内燃機関は、種々の方法を用いて燃料を機関の燃焼室へ
と導いている。１つの方式においては、気化器が内燃機
関の空気取り入れ口に接続される。

空気が取り入れ口から吸いこ捷れ、キャブレターに入る
と、燃料は気化器の燃料ボールから取り込まれ空気と一
緒になる。燃料／空気混合物は、インテーク（吸入）マ
ニホールドによって機関内の複数の燃焼室へと導かれる
。

第２番目の方式においては、そのより良い精度のために
今日より大きな人気を得ているが、機関の燃焼室内へあ
るいは関連した混合室へ直接燃料を噴射するために高圧
流体噴射ノズルが使われろ。

多くのこのような燃料噴射システムにオイテハ、燃料噴
射器は完全に機械的である。しかし、徐々に電気機械的
なシステムがその代わりに用いられるようになっている
。

電気機械的燃料噴射システムは正確に測られた燃料のパ
ルスを対応する燃焼室や混合室へ、内燃機関のサイタル
の適当な時間供給するためにソレノイドを使って作動す
る燃料噴射器を備えろ。しばしば、洗練された電子制御
システムは、燃料噴射器のソレノイドを作動させろ電気
的パルス信号のタイミング、波形そして変動を制御する
ために使われる。制御システムは機関の温度、スロット
ルの位置、そして他の同様々変数に応答する２電気機械
的燃料噴射システムにおいて用いられる電子制御システ
ムは信頼性の高い安定な電力源を必要とする。車両では
、電力源は化学電池であり、たいてい公称１２Ｖの直流
信号を供給する。

だが、電池の電圧は正常に使用していない場合には大き
な変動を起こす。機関が、正常の速さで運転されている
時でも、電池の電圧は機関に付随している発電器によっ
て連続的に充電されることによって１８　Ｖ程度捷で充
電されろことがある。捷だ、電池の電圧は、通常８，９
ボルト以上に雄片され４）が、暖機運転中（は５ｖかそ
れ以下に下がることもある。

従来では、電池の電圧の変動の問題は、燃料噴射ソレノ
イドが最悪の電圧供給状態のもとて（例えば暖機運転中
）さえも作動すλように設計することによって処理され
てきた。この種の設計では、この問題に対し完全に満足
できる解決方法を与えはしない。なぜならソレノイドが
「引っ込む」ために必要な時間が電池の電圧に依存する
からである。電力がソレノイドコイルに加えられると、
コイルを流れる電流はコイルのインダクタンスに従って
徐々に増加する。しかしソレノイド電流がある閾値に達
するまでソレノイドは作動しない。コイル電流がソレノ
イドが引っ込むための閾値に達するまでに要する時間は
、電池の電圧に依存ずろ。

このようにソレノイドが作動状態になる時間は、電池の
電圧が高いときよりも低いときの方がより長いものとな
る。

さらに、ソレノイドがオン、オフするために使われるソ
リッド・ステート・スイッチはスイッチを流れろ′直流
の２乗の関数で電力を消費する。電池の電圧から直接作
動するようになされたソレノイドは、正常に動作するた
めに大きな電流を必要とする傾向がある。このようにス
イッチは、非常に大量の電力を消費する。

（ノリ本発明の概要 ここで述べている燃料噴射システムは前述の問題全克服
するために電力コンバータを備えている。

この電力コンバータは、電池から供給されろが、電池の
電圧の正常時の変動に対し影響を受けない出力′電圧を
発生￥る。コンバークの出力はソレノイドに供給するた
めに使われる。ソレノイドを作動させるために要する時
間は、このように、電池の電圧の変動にもかかわらず一
定に保たれろ。さらにこのソレノイドは、より大きな電
圧によって供給されるため、よりｌ］・さい電流で作動
するよう設計することが可能である。電力コンバータに
よって供給される高電圧信号は、また制御回路について
の電力源にも接続され、それにより、′電池の弱ってい
る状態でも十分作動する電圧を供給する。

このように、本発明により電気的に作動する燃料噴射器
および電池を有する内燃機関の燃料噴射システムに関し
て用いるための装置を提供するものである。装置は、電
池によって供給される直流電圧を交流電圧信号に変換す
る手段を含む。変換する手段は、交流電圧信号の少なく
とも１つの特性を制御するため、フィード・バンク信号
に応答可能である。変圧手段は、交流紙圧信号に応答し
、そこからより大きな振幅を有する第２の交流電圧信号
を発生させる。整流方法は、第２の交流電圧信号を第２
の直流電圧信号へと変換する。もう１つの方式は、第２
の直流電圧信号に従ってフィードバンク信号を提供し、
コンバータへそのフィードバンク信号全与える方式であ
る。フィードバック信号は、コンバータが直流電圧の変
化を抑えるように交流電圧信号の特性を調節させるよう
なものとされる。最後に、直流信号を利用するための手
段が備えられており、それにより電気的に作動する燃料
噴射器を作動させる。

に）詳細な説明 以下図面を用いて本発明の詳細な説明する。図１は、内
燃機関１２に関連して用いるための燃料噴射制御システ
ム１０のブロック図である。図１において、内燃機関１
２は、４つの燃料噴射器１４を含む４気筒工／ジンであ
る。４つの燃料噴対型のそれぞれは、燃料噴射器を作動
させるために、対応する電磁ルノイドコイル１６　、１
８　。

２０．２２を有している。コイル１６，１８゜２０．２
２は、従来の方式によって設計、組み立てられている。

しかし、コイルは、通常の１２ボルト用噴射器のコイル
よりも多いコイルの巻数を有している。なぜなら、より
高電圧（後述）でそれらを作動するためである。従って
コイルは、通常の１２ボルト用噴射器のコイルよりも電
流を低くｆろことになる。

４つの電磁コイルは噴射制御回路１０（・て接続されろ
。電磁コイル１６は、例えば、波形制御回路２６の制御
のもとてコイル１６に電力を選択的に入力するパワー　
スイッチ２４に接続されろ。パワー・スイッチ２４が「
オン」になると、電力がコイル１６全通９、噴射器ソレ
ノイドが作動し、これにより、燃料が内燃機関１２の対
応するシリンダー内へ噴射される。燃料噴射は、）くワ
ースイソチ２４が「オフ」になると止まる。

波形制御回路２６は、燃料噴射タイミング制御回路４０
によって供給される燃料噴射タイミングパルスに応答し
パワースイッチ２４の状態を制御する。タイミング制御
回路４０は、内燃機関の対応するシリンダー内への燃料
噴射の所望の発生時間および持続時間に従って、タイミ
ングパルスの発生時間と接続時間を調節する。波形制御
回路２６は、おのおのＬＸ射タイミングパルスの出力中
に噴射コイル１６を流れる電流を変調する。すなわち、
最初はコイルへ大電流を流し、噴射用ソレノイドが引っ
込んだ後はかなり小さい電流を流す。

残りのコイル１８，２０．２２は、それぞれ対応するパ
ワースイッチ２８　、　’Ｓ　２　、３６および、波形
制御回路３０，３４．３８へ接続されろ。４つの波形制
御回路はそれぞれ、燃料噴射タイミング制御回路４０の
対応する出力によって制御される。

噴射器および燃料噴射タイミング制御回路は、電力源５
０によって供給される電力信号により電気的に作動する
。電力源５０は、内燃機関１２が搭載されている゛車両
（図示していない）に付属の電池５２によって電力を供
給される。電力源５０は、パワースイッチ２４，２８，
３２，３６．波形制御回路２６．３０．３４．３８を付
勢するための低いが調整された電圧ＶＲＥｏ及び燃料噴
射タイミング制御回路４０を使用１−ることにより、６
０ボルトの直流信号を発生する。

図２に示されるように、電力源回路５０ば、パワースイ
ッチおよび燃料噴射用コイルで使われろ６０ボルトの直
流電圧信号を発生するための第１の回路５４と、噴射制
御シスアムに係る制御回路に供給するより低い整流直流
電圧を発生するための第２の回路５Ｇとを有している。

第１の回路５４は、直流−直流コンバータ５８およびコ
ンバータ制御回路６０を有ｆろ電力コンバータｋｖＨえ
ている。

直流−直流コンバータ５８は公称１２ボルト直流電圧信
号を公称１２ボルトの交流電圧信号に変換し、その交流
信号を公称６０ボルトの交流信号へと増幅させる変圧器
を有し、そしてその６０ボルトの交流信号を所望の６０
ボルト直流信号へと整流する。コンバータ制御回路６０
は、出力電圧を整流し、過剰電液から直流−直流コンバ
ータを保護するように、直流−直流コンバータの動作を
制御する。６０ボルト直流信号は、電力コンバータ５４
によって供給されるが、電池の電圧の通常の変動に対し
ても本質的に一定値をとることができる。

電力源５０の第２の回路は整流された直流信号を発生し
、それを、第１の回路５４の６０ボルト直流出力から引
き出される信号と通常の電池電圧と全結びつげる制御電
子回路に電力を供給する。

図２において、電池から供給される公称１２ボルトの直
流信号は、従来のツェナーダイオード電圧レギュレータ
ー６２およびダイオード６４を通ってＶＲＥＧラインへ
入力される。一方、電力コンバータ５４によって供給さ
れる６０ボルト直流信号は直列パス電圧レギュレータ６
６およびダイオード６８を通ってＶＲＥ（）ラインへ入
力される。電力源フィルター・キャパシタ７０　ｅ　Ｖ
ＲＫＧラインと接地の間に入れることにより、パワー信
号をフイルタにかげる。

ツェナー・ダイオードレギュレータ６２は、主に過度の
高電池電圧から電子回路を保護するために用いられる。

レギュレータ６２は直列抵抗７２とシャントツェナーダ
イオード７４を有している。

ダイオード７４のツェナー電圧は比較的高い（例えば１
８ボルト）ので、電池電圧は通常ツェナー電圧よシ低く
、そのためツェナーは導電的でないレギュレータ６２の
出力端電圧はこのように通常電池電圧にほぼ等しい。も
し、電池電圧がツェナーダイオード７４のツェナー電圧
を超えると、ツェナーダイオード７４は導電的になシ、
ＶＲＥＧがツェナ電圧を超えないようにしている。６０
ボルト直流ラインに接続された直列パレスレギュレータ
６６はツェナーダイオードを含み、本実施例では直列抵
抗７６とツェナーダイオード７８とを有している。しか
し、直列パスレギュレータは、捷だダーリントン接続の
トランジスタ増幅器８０全有している。トランジスタ・
増幅器８０はツェナーダイオード７８の両端で現われる
電圧を緩衝し、過度の電力を不必要に消費することなく
、レギュレータの作動を可能にする。直列バスレギュレ
ータ６６において使用されたツェナーダイオード７８は
、約１０ボルトのツェナー電圧をもっている。

しかしながら、第２のレギュレータ６６の出力端での電
圧は、ダーリントン接続のトランジスタ増幅器８０の２
つのトランジスタのベース・エミッタ接続によって加え
られた１、０から１５ボルトの電圧降下のため、約８，
５ないし９０ボルトとなっている。

１２ボルトの電池から供給されるパワー信号が８８ボル
ト以上かその程度である限り、ダイオード６４はオン状
態になり、キヤバンク７００両端での電圧はレギュレー
タ６２によって制御される。

この結果、ダイオード６８は逆バイアスあるい（は、若
干の順バイアスとなり、導電しなくなる。重要なことは
、このようにして、ＶＲＫＧパワーラインに流れろ完全
に作動するための電流は、レギュレータ６２を通って来
るということであるしかし、もし′電池電圧が約８８ボ
ルト以下に下がるとダイオード６８は順バイアスとなり
ダイオード６４は逆バイアスとなる。ダイオード６８が
順バイアスとなると、電力が直列パスレギュレータ６６
を通ってＶＲＦ、Ｇ　フィンへ供給される。直列バスレ
ギュレータは、電池の電圧が低レベルにもがかわらず、
ｖＲＥＧ　＜：　ｒ）　−ラインの電圧を約８３ボルト
に保つ。なぜなら、レギュレータがそのパワーヲ′覗カ
コンバータ５４の安定した出力から得ているからである
。

図３は、電力コンバータ５４（図２）の各要素のより詳
細なＮ略図゛全示したものである。直流−直流コンバー
タは公称１２ボルトの電池電圧を交流にするための回路
１００と、その交流信号をより振幅の大きい交流信号へ
と変換する変圧器１０２と、得られた高電圧の交流信号
を整流し所望の６０ボルトの直流信号を出力する整流回
路１０４とを備えている。変圧器１０２は、１次巻線１
０６と２次巻線１０８を有している。１次巻線１０６は
中心にタップ穴が形成されており、その中に公称１２ボ
ルトの電池電圧に接続された導線１１０を有している。

１次巻線の両端に接続される導線１１２と１１４は、そ
れぞれＭＯ８ＦＥＴスイッチングデバイス１１６と１１
８を含むＩ白路を通して接地される。特に変圧器１０２
の導線１１２ばＭＯＳＦＥＴ　１１６のドレインへ接続
されろ一方、変圧器１０２の導線１１４はＭＯＳＦＥＴ
　１１８のドレインへ接続される。２つのＭＯＳＦＥＴ
　１１６および１１８のソース電極は、通常の電流検知
の抵１２０全通して接地されるキャパシタ１２２は１次
巻線の中心の導線１１０と変圧器を流れろ電流をスムー
スにする抵抗１２０の間に接続される。

直流−直流コンバータ５８に係るＭＯＳＦＥＴ　１１６
および１１８は、コンバータ制御回路６０によって供給
される電気的パルス信号によって作動する。

コンバータ制御回路６０はパルス持続時間の変化する周
期パルス（図４の波形Ｋ　、Ｆｉ参照）を発生するパル
ス巾変調回路を有している。後述する操作回路は交互の
パルスを異なったＭＯＳＦＥＴへ入力させる（図４にお
いて波形Ｈおよび王はそれぞれＭＯＩ９ＦＥＴ　１１８
および１１６へ入力される信号全表す。）このように、
もし１つのパルスがＭＯＳＦＥＴ　１１６　ｋ瞬間的に
オン状態にすると、次のパルスはＭＯＳＦＥＴ　１１８
　’ｅ瞬間的にオンにし、そして、さらに次のパルスｆ
ｉ　ＭＯ８ＩＴ　１１６　’ｉｆオンにと、次々にオン
にしていく。２つのＭＯＳＦＥＴのこの交互に行なわれ
ろ動作（は１次巻線１０６を流れろ′直流を捷ず１つの
方向へ流す。すると次は反対の方向へ流れ、対称的な交
゛流信号を変圧器１０２の２次巻線の両端に発生させる
。２次巻線１０８の１次巻ｍ１０６に対する巻数の比は
、２次巻線の両端で発生する電圧信号が１２ボルトより
かなり大きな振幅を有するようにする。

２次巻線の両端で発生する交ａ電圧信号は、回路１０４
によって整流され、フィルタをかげられろ。回路１０４
は従来の全波整流器１３０と、従来のＬＣローパスフィ
ルタ１３２を有する。ローパスフィルタ１３２の出力は
、２つのＭＯＳＦＥＴ・１１６および１１８へ入力され
ろパルスの持続時間に依存する振幅を有する直流信号で
ある。

コンバータ制御回路６０は、直流−直流コンバータ５８
の出力延圧を測定し、コンバータ回路５８の直流出力が
約６０ポルｔｆ維持するようにＭＯＳＦＥＴ　１１６お
よび１１８に供給されるパルスの持続時間を調節する。

ＴＬ　４９４型）＜ルス巾変調制御回路のような積分回
路は、図３のコンバ−タ制御回路６０の必要とする機能
を供給するために１更用されうろ。ＴＬ　４９４はテキ
サス　インスツルメント社アメリカ合衆国テキサス州ダ
ラス）によって製造販売されている。

前述のように、コンバータ制御回路６０は、パルス巾変
調（ロ）路を有している。パルス巾変調回路は一般にラ
ンプ信号（図４の波形ＡＬｌｒ発生するための発振器１
３４と、コンバータ回路５８の直流出力の所望の値と実
際の値との誤差を表わす誤差信号（図４の波形Ｂ）を発
生するための誤差増幅器、および発振器１３４によって
供給されるランプ信号を誤差増幅器１３６によって供給
される誤差信号と比較するためのコンパレータ回路１３
８とを有し、それにより直流−直流コンバータ回路５８
の動作を制御するために究極的に使用されるパルス巾変
調信号（図４の波形Ｅ）を発生する。

発振器１３４は外部端子に抵抗とキャノくシタ成分１４
０と１４２とを有し、それにより発振器によって発生さ
れるランプ信号の周波数を制御する。

発振器１３４はキャパシタ１４２へ定電流を流すことに
よってラング信号を発生し、それによりキャパシタ１４
２を線形に充電し、そしてすぐにキャパシタの両端での
電圧信号が前もって設定されたレベルに達する址でキャ
パシタ１４２を放電させる。この充電ならびに放電操作
の結果が、図４のＡに示されろようなランプ信号である
。ランプ信号は、ある一定の周波数を有し、それは抵抗
およびキャパシタ成分１４０および１４２の値によって
決定される。

誤差増幅器１３６はコンバータ回路５８によって供給さ
れろ出力信号の振幅を出力信号の所望のレベルを表わす
参照信号と効果的に比較することにより誤差信号を発生
する。コンバータ回路５８の出力は、コンバータ回路５
８の出力と接地との間に直列に接続される２つの抵抗１
４４と１４６とから成る抵抗分配器によって″測定″さ
れる。

２つの抵抗１４４と１４６との間の接合部は誤差増幅器
１３６の非反転入力に接続される。誤差増幅器１３６の
非反転入力の電圧は、それゆえ、直流−直流コンバータ
５８によって供給される出力信号に比例するが、十分に
低い振幅を有する。

誤差増幅器１３６の反転入力は参照電圧源に接続される
。参照電圧は、レギュレータ回路１４８の出力と接地と
の間に接続される第２の抵抗分配器によって供給される
。レギュレータ回路１４８は、幾分小さい振幅の安定な
直流電圧に”ＲＥＧラインを変換するために備えられる
。ここで述べられている例では、レギュレータ１４８は
かなり安定な５ボルトの出力信号を発生する。参照信号
を誤差増幅器１３６へ供給する抵抗型分配器は、レギュ
レータ１４８の出力と接地との間に直列に接続される抵
抗１５０および１５２を有する。２つの抵抗１５０およ
び１５２との間の接合部に現われる参照電圧は、入力抵
抗１ｇ４ｉ通って増幅器１３６の反転入力へと供給され
ろ。

誤差増幅器１３６は、それによって供給される出力信号
が、直流−直流コンバータ５８の出力端での所望の値と
実際の値との差の積分にほぼ等しくなるようにその出力
と反転入力との間に接続される積分フィードバックネッ
トワークを有している。この積分フィードバックネット
ワークは、抵抗１６０と並列にキャパシタ１５８を備え
ている。

ダイオード１６２は、誤差増幅器１３６の出力と積分フ
ィードバックネットワークの間に接続されることにより
、誤差増幅器１３６が後述する第２の誤差層幅器１８０
に並列に接続される。ダイオード１６２と積分フィード
バックネットワークとの間の接合部は、信号コンパレー
タ１３８の入力１５６へと結合される。

信号コンパレータ１３８は、誤差増幅器１３６によって
供給される誤差信号が、発振器１３４によって供給され
るランプ信号よりもその振幅が太きいときはいつでも高
い論理レベル（約■Ｒ］１８Ｇ）を有する出力信号を供
給し、また他の状態では低い論理レベル（約接地）を有
する出力信号を供給する。ランプ信号は最大誤差信号よ
りも大きくなるように設計された最大振幅を有するため
、ランプ信号は、各周期のどこかの点において、誤差信
号よりも大きくなる。このように、コンパレータ１３８
によって供給される出力信号は、周期的に低い論理レベ
ルへ下がシ、その信号の高い論理レベルの持続時間が直
接誤差増幅器１３６によって供給される誤差信号の振幅
に依存するように゛なる。

もし誤差信号が増大すると、誤差増幅器１３８によって
供給されるパルス、の持続時間も増大する。

一方、もし誤差信号の振幅が小さくなると、信号コンパ
レーク１３８によって供給されるパルスの持続時間も同
様に短かくなる。それゆえ、コンパレータ１３８の出力
はノ５ルス巾を変調された信号となる。

信号コンパレータ１３８の出力に現れるパルス巾を変調
された信号は、パルス操作ネットワーク１６４に供給さ
れる。操作ネットワークの目的はパルス巾を変調された
信号の相互パルスを直流−直流コンバータ５８の相互Ｍ
Ｏ８ＦＥＴに導く。信号操作ネットワーク１６４は°“
Ｄ′″タイプのフリップフロップ１６６を有し、そのフ
リップフロップ１６６の反転（Ｑ、）出力はフリップフ
ロップのＤ人カへ戻り接続される。このように接続され
たとき、フリップフロップのＱとＱ出力はフリップフロ
ップのクロック入力へ供給される信号のおのおの連続的
な立ち上がりエツジの状態を交互にとる例えば、出力Ｑ
は、高い論理レベルから低い方へと切り替わる間に低い
方から高い方へと切り替わる。フリップフロップ１６６
のクロック入力は、ｏｎゲ−）１６８を通って信号コン
パレータ１３８の出力へ接続されろ。このように、コン
パレータ１３８によって供給されるパルス巾を変調され
た信号が、高い論理レベルへとシフトする毎に、フリッ
プフロップ１６６は状態を変化する。フリップフロップ
１６６の正（Ｑ）出力は２つの入力をもつＮＯＲゲート
１７０の一方の入力に接続されろが、フリップフロップ
１６６の反転（ｆＱ）出力は同様にもう１つの２人力Ｎ
ＯＲゲート１７２の一方の入力へ接続される。２つのＮ
ＯＲゲート１７０および１７２の残りの入力は共にＯＲ
ゲート１６８の出力へ接続される。

ＮＯＲゲート１７０および１７２は、フリップフロップ
１６６によって供給される出力信号によって交互に作動
可能となる。よってパルスはパルス巾変調されプこ信号
のおのおのの周期でのＮＯＲゲートの１つのそしてたっ
た１つの出力へ伝搬していく。ＮＯＲゲート１７０およ
び１７２はまた信号を反転し、それにより誤差電圧と反
転関係に変化するパルス巾を有する出力パルスを発生す
る。

もし誤差電圧が増大すると、ＮＯＲゲート１７０および
１７２の出力で供給されるパルスの巾は減少する。直流
−直流コンバータ５８の出力電圧の振幅が増大すると、
直流−直流コンバータ５８へ供給されろパルスの持続時
間を補償減少する。一方、直流−直流コンバータ５８の
出力端での電圧振幅は、コンバーター制御回路６０によ
ってコンバータへ入力される駆動パルスの持続時間を補
償増大させる。ＮＯＲゲート１７０の出力信号は従来の
エミッタフォロワ増幅回路１７４全通ってＭＯＳＦＥＴ
　１１８のゲート電極へ入力される。同様にＮＯＲゲー
ト１７２の出力は、エミソタフオロワ増幅回路１７６を
通ってＭＯＳＦＥＴ　１１６のゲート電極へ入力されろ
。

前述の他にコンバータ制御回路６０はさらに第２の誤差
増幅器１８０および第２のパルス幅変調コンパレータ１
８２を有する。回路１８０および１８２は有用な付随的
な機能を果たす。

第２の誤差増幅器１８０ならびにそれに係る回路は、一
般的な配置の点において誤差増幅器ならびにそれに係る
回路と一致する。参照電圧分配器は、レギュレータ１４
８の出力端に直列に接続される抵抗１８６および１８８
から成り、入力抵抗１９０は増幅器１８０の反転入力へ
と続く分配器に接続されろ。さらに、積分フィードバッ
クネットワークは誤差増幅１８０の出力と反転入力の間
に接続される。フィードバック・ネットワークに抵抗１
９２とキャパシタ１９４を有する。ダイオード１９６は
、誤差増幅器１８０の出力と積分フィードバック・ネッ
トワークとの間に直列に接続される。第２の誤差増幅器
１８０は直流−直流コンバータ５８の一１次回゛路を流
れる′直流を監視し、電流が過大となった場合にコンバ
ータへの供給を引き下げろ。コンバータ５８の１次回路
を流れる電流は、電流感知抵抗１２０の両端での電圧降
下を感することによって測定されろ。この端には、誤差
増幅器１８０の非反転入力が低域通過フィルタを通って
電流感知抵抗１２０に接続される。フィルタ１９８は、
電流表示信号を滑らかにしそしてろ波する。

おのおのの誤差増幅器１３６および１８０の出力は、そ
れぞれダイオード１６２および１９６を通ってライン１
５６に接続される。ダイオード１６２および１９６は、
誤差増幅器１３６および１８０の出力を相互に効果的に
孤立させる。それぞれのダイオードは、誤差増幅器の出
力での誤差信号が、他の誤差増幅器の出力での誤差信号
よりも太きいときのみ順バイアスとなる。それぞれのダ
イオードは他の状態では逆バイアス（あるいは導電によ
る不充分な順バイアス）となり、それゆえ導電しない。

このように、コンパレータ１３８への入力１５６に現れ
る誤差信号は、より大きな誤差信号をもつ方に一致する
。

通常、誤差増幅器１８０の出力、での誤差電圧は、誤差
増幅器１３６の出力での誤差電圧よりも低い、従ってダ
イオード１９６は、通常逆バイアスであり、ダイオード
１６２は順バイアスである。パルス持続時間変調回路に
よって供給されるパルスの持続時間は、このように直流
−直流コンバータによって供給される出力電圧の振幅に
従って制御されろ。しかし、もし過大電流レベルが直流
−直流コンバータの一次回路の中にあると、誤差増幅器
１８０の出力は誤差増幅器１３６の出力より増大し、そ
れによりコンバータ制御回路１６０によって供給されろ
パルスの持続時間の制御を無効にする。それにより、第
２の誤差増幅器１８０は直流−直流コンバータ回路を過
大電流による不注意な損傷から嵌設することができる。

第２のパルス幅変調コンパレータ１８２は、叶ゲート１
６８の出力でのパルスの最小幅を制御するために設けら
れている。もしコンパレータ１３８の入力での誤差電圧
が小さいと、コンパレータ１８２によって供給される出
力パルスは、きわめて狭くなる。しかしコンパレータ１
８２によって供給される出力パルスは、一定の持続時間
をもっておυ、コンパレータ１３８によって供給される
パルスと同期している。従ってコンパレータ１３８及び
１３２からのパルスがＯＲゲート１６８で結合されると
、結果として結びつげられたパルス列は、最長の持続時
間を有するパルスのみから成ることになる（図４の波形
り、ＥおよびＦ）。その結果、コンパレータ１８２によ
って供給されるパルスは、ＯＲゲート１６８の出力での
パルスの最小パルス持続時間を作る。

コンパレータ１８２はオスシレータ１３４に接続される
反転入力およびオフセント電圧源１８４および抵抗１８
６を通って接地される非反転入力を備える。キャパシタ
１８８は、レギュレータ１４８の出力と抵抗１８６との
間に接続される。

キャパシタ１８８は最初にオン状態になったとき直流−
直流コンバータが「ソフトスタート」するために備えら
れる。通常、キャパシタ１８８は５■に充電され、キャ
パシタ充電々流はキャパシタを通って抵抗１８６へ流れ
ない。結局コンパレータ１８２の非反転入力での信号は
オフセット電圧源１８４のオフセット電圧である。この
ようにオフセット電圧源は通常ＯＲゲート１６８の出力
での最小パルス幅を有するように供給する。しかしキャ
パシタ１８８はコンバータ制御回路６０が最初にオンに
なったとき完全に放電する。従って、初期の高充電々流
ば１白路６０が最初Δオンになったとき、キャパシタ１
８８から抵抗１８６へ流れる。

そして抵抗１８６の両端で電圧降下が現れる。抵抗１８
６の両端での初期電圧降下は電圧源１８４のオフセント
電圧に加えられ、ＯＲゲート１６８の出力での最小パル
ス幅が長くなる。キャパシタ１８８がその埴終的な値へ
と充電するのに従い、充電々流は減少する。このように
抵抗１８６の両端での電圧降下はすぐにＯへと減少する
。従ってＯＲゲート１６８の出力での最小パルス幅はオ
フセット電圧源１８４によって定まる極限捷で短かくな
る。

長いパルスがＯＲゲート１６８の出力に存在するとき、
短いパルスがＭＯＳＦＥＴ　１１６および１１８へ入力
されるようにパルス操作回路１６４はパルスを変換し、
逆も捷だ同様であることが思い出されろであろう。従っ
て、オン状態になると、ソフト・スタート・キャパシタ
１８８は、長いパルスが最初に直流−直流コンバータ５
８へ入力されるようになされる。キャパシタ１８８が充
電されるに従い、パルスは徐々にバフ−コンバータの６
０ＶＤＣ出力を印加する。

図１におけろパワースイッチ２４および波形制御回路２
６に係る回路構成をより詳細に図示したのが図５である
。図５において、燃料噴射器コイ）ｖ１６は２つのＭＯ
ＳＦＥＴ、２００および２０２、ならびに電流検知抵抗
２０４と直列に＋６０Ｖの電源ラインへ接続される。Ｍ
ＯＳＦＥＴ　２００は、＋６０■の電源に接続されるそ
のドレインと、コイル１６の一端へ接続されるそのソー
スを有するが、ＭＯＳＦＥＴ　２０２はコイル１６のも
う一方の端に接続されるドレインと電流検知抵抗２０４
へ接続されるソースを有する。電流検知抵抗２０４のも
う１つの端子は接地される。ＭＯＳＦＥＴ　２００のソ
ースは、捷だダイオード２０６ｉ通して接地される。そ
れに対しＭＯＳＦＥＴ　２０２のドレインは、ダイオー
ド２０８を通して＋６０Ｖ電圧源ラインへ接続される。

フリーホイールダイオード２０６と２０８は供給電圧に
よって逆バイアスとなるようになされる。

ＭＯＳＦＥＴ　２００のゲートは、２つのバイアス抵抗
２１０及び２１２の接点へ接続される。バイアス抵抗は
、＋６ＱＶ電源ラインとＭＯＳＦＥＴ２０２のドレイン
との間へ直列に接続される。バイアスのこのような配置
は、トランジスタ２０２の状態に従うようにＭＯＳＦＥ
Ｔ　２００の状態（例えば「オン」あるい（は「オフ」
）を操作することを可能にする。

ＭＯＳＦＥＴ　２０２は従来周知の各種の形式をとる波
形制御回路２６によって制御される。図５の例では、し
かし、一つの積分回路２１４が波形制御機能を与えろよ
う使われる。図５の実施例において使用されろ積分回路
２１．４はＬ５８３２ソレノイドコントローラであシ、
このＬ５８３２はアリシナ州フェニックスのｓＧｓ半導
半導体製造、販売されているものである。トランジスタ
２０２のゲートは、抵抗２１６を通って積分回路２１４
の出力へ接続される。ＭＯＳＦＥＴ’２０２のソースは
積分回路２１４の電流検知入力ピンへ接続される。

Ｌ５８３２積分回路は図５に示されるように接続された
場合、変調パルス信号’ｉ　ＭＯＳＦＥＴ　２０２のゲ
ート電極へ入力させ、電流検知抵抗２０４の両端での電
位差を監視することによってソレノイドコイル１６全流
れる電流を監視する。高論理レベルの信号がＭＯＳＦＥ
Ｔ　２０２のゲートへ入力された場合、ＭＯＳＦＥＴ　
２００および２ｏ２の両方がオンになり、６０ボルト電
源ラインにつながるコイル１６を効果的に接続する。そ
して電流ば、ソレノイドを通って蓄えられ始める。電流
が増大するのに従い、電流検知抵抗２０４の両端での電
位差は同様に増大する。電流検知抵抗２０４０両端での
電位差があらかじめ設定された限界へ到達するとき、Ｌ
５８３２の出力は低論理レベルに下がり、それによりＭ
　ＯＳＦ・ＥＴ２０２およびＭＯ８ＦＥＴ２０Ｃ１共に
オフにする。コイル１６を流れる電流はコイルのインダ
クタンスに従って流れ続け、ＭＯＳＦＥＴ　２０２のド
レインでの電圧を増大させＭＯＳＦＥＴ　２００のソー
スでの電圧を減少させろ。

この誘導電圧はダイオード２０６および２０８を順バイ
アスにし、それによりコイル１６内での誘導エネルギー
は６０ボルト電力源ラインへ戻される。

Ｌ５８３２積分回路２１４は、燃料噴射タイミング制御
回路４０によって供給される論理信号に従って、ソレノ
イドコイル１６を流れる電流を制御する。本質的には、
回路２１４は、論理信号が高い論理レベルにあるときソ
レノイドをオンにし、低い論理レベルにあるときソレノ
イドをオフにする。その回路は、オンのときソレノイド
を流れる電流を変調すると共に、さらに、コイルを介し
て高い初期電流サージを供給しそれによりソレノイドに
迅速なグルイン動作をさせ、しかる後、低い保持電流と
なる。上述のように、ソレノイドコイル電流は、ＭＯ８
’ＦＥＴ　２００および２０２のオン／オフ状態を制御
することによシ調整される。

回路２１４のレギュレーション特性は積分回路のビン２
，６．７および９に接続される構成要素の値によってプ
ログラムされろ。図２の実施例ではキャパシタ２２０が
ビン７と接地との間に接続され、抵抗２２２は、ビン９
と接地との間に接続され、そしてビン６は開放のま捷で
ある。このように接続すると、Ｌ５８３２はＭＯＥｌ’
ｌＴ　２００および２０２をオンにし、そしてコイル１
６を流れる電流があるビーク′直流（ＩＰ）に到達する
までオンにすることによって、高論理レベルの入力信号
に応答する。−担コイル電流が選択されろピークに到達
すると、ＭＯＳＦＥＴ　２００．２０２はオフになる。

するとコイル電流は０へ向かって減少する。コイル電流
が保持″電流（工Ｈ）に減少すると、回路２１４はＭＯ
ＳＦＥＴ　’！ｉ：再びオンにし、そののち、すぐにそ
れらをオンおよびオフにスイッチし、その結果コイル１
６を流れろ′直流ばほぼ選択された保持電流に留捷る。

保持電流の振幅は、積分回路のビン２へ流れろ電流のレ
ベルに依存する。図５の実施例ではビン２へ流れる電流
は抵抗２２４を通ってビン９から来るものであり、抵抗
２２４の値によって定められる。フィルタキャパシタ２
２６は、ビン２と接地との間に接続されろことが望捷し
い。

要約すると、本発明に係る燃料噴射装置は、化学的に充
電されろ電池から作動するよう設計されるが、回路それ
自身はその電池に接続されろ別個の電力源から電力全供
給される。さらに詳しく述べると、その回路は、車両の
電池から電力を供給されろ′電力コンバータを有してい
る。′電力コンバータは出力電圧が電池電圧の通常の変
動全無視、できるような高い直流電圧レベルにとどまる
ようにその出力電圧を調整するフィード・バンク要素を
有する。さらに、２次回路は、電池電圧を合成された高
い直流電圧信号にブーツストラップすることにより、調
整された、且つ低い振幅の信号を供給する。その結果の
調整された低い直流電圧信号は、電気的燃料噴射駆動部
の電子制御部と同様に電力コンバータの′電子制御部へ
入力されろ。

ソレノイドコイルは比較的高い電圧信号から電力を供給
されるため、コイルは、従来の１２ボルト用コイルより
も巻数のかなり多いコイルを有するよう設計される。そ
のコイルはそれでも従来のものと同じだけの電力を消費
するが、低い電圧源から大電流を得るかわりに高電圧源
から小電流を得ることによって電力を得ている。しかし
それに関係するソリッド・ステート・スイッチはスイッ
チを流れる電流もスイッチの両端での電位差（スイッチ
がオンのとき）も共に従来型よりも低いためほとんど電
力を消費しない。さらにソレノイドは印加電圧が一定で
あるため、電池電圧によらず一定の比率で作用する。

本発明は１つの好捷しい実施例に関して述べられてきた
が、本発明の意図および範囲から逸脱することのないさ
まざまな配置の変更およびパーツの交換がなされたもの
も特許請求の範囲で定義される範囲内で認められるもの
である。例えば、図１の燃料噴射システムにおいてそれ
ぞれの噴射器はそれ自身の波形制御回路を有しているが
、他の配置も可能である。このように、１つの波形制御
回路ならびに波形制御回路の出力を４つのパワースイッ
チの選択された１つへ入力するためのマルチプレクサが
そのかわりとして供されることが可能である。そのマル
チプレクサは単に、４つのソリッドステートスイッチで
あり、そのおのおのは波形制御回路の出力と４つのパワ
ースイッチの中の相当する１つのスイッチの入力の間へ
接続される。

４つのパワースイッチはむしろ通常の電流検知抵抗を共
有し、その結果波形制御回路の電流検知入力を１つの電
流検知抵抗からもう１つの抵抗外とスイッチする必要が
なくなる。波形制御回路に関する入力信号は、燃料噴射
タイミング制御回路の４つの出力’ｒｔとめて「論理和
」をとることによって得られる。４つのマルチプレクサ
スイッチのそれぞれは波形制御回路の４つの出力の中の
相当する１つの出力によって別に制御される。

【図面の簡単な説明】

第１図は内燃機関のための電気機械的燃料噴射システム
に係る制御回路のブロック図である。 第２図は、第１図のシステムとして使用される電源のブ
ロック図である。 第３図は、第２図の回路のコンバータ制御部と直流−直
流コンバータ部の回路図である。 第４図は第３図の回路の異なった点からとられる波形で
ある。 第５図は、燃料噴射駆動部および第１図の装置の関連す
る燃料噴射波形制御回路の回路図である。 （外５名）

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 （１）電源から供給される直流電圧信号を第１の交流電
   圧信号に変換し、かつフィードバック信号に応答して上
   記第１の交流電圧信号の少くとも１つの特性を制御する
   手段； 上記第１の交流電圧信号に応答し、そこからより大きな
   振幅を有する第２の交流電圧信号を発生させるための交
   換手段； 上記第２の交流電圧信号を第２の直流電圧信号に変換す
   る整流手段； 上記第２の直流電圧信号に従って上記フィードバック信
   号を供給し、かつ上記変換手段へ上記フィードバック信
   号を入力するだめの手段であって上記フィードバック信
   号により、上記変換手段が、上記直流電圧信号の変化を
   妨げる方向へ上記交流電圧信号の上記特性を調節させ、
   そしてそれにより直流電圧信号を安定させるための手段
   ；そして、上記第２の交流電圧信号を上記電気的に作動
   する燃料噴射装置へ入力することにより、燃ｑｔ機関内
   部へ噴射させる手段；を備えた上記噴射装置を作動する
   ために電力を供給する電源ならびに電気的に作動する燃
   料噴射装置を有した内燃機関に関連して用いる装置。 （２、特許請求の範囲第１項に記載の装置において、上
   記フィードバック信号が、上記第２の直流電圧信号の実
   際のレベルと所望のレベルの間の時間的に平均された差
   を表わすエラー信号からなる装置。 （３）特許請求の範囲第１項に記載の装置において、上
   記第２の交流電圧信号が上記第１の交流電圧信号よりも
   十分に大きな振幅を有するように設計された変換手段を
   具備し、かつ上記フィードバック信号の供給手段ならび
   に変換手段が共に働いて上記第２の直流信号が上記第１
   の直流信号のレベルよりも十分大きなレベルで安定する
   ようになされた装置。 （４）　特許請求の範囲第３項に記載の装置において、
   上記第２の直流信号を上記燃料噴射器へ入力するための
   上記手段が、上記第２の直流信号に上、記各噴射装置を
   連結し、あるいは、上記第２の直流信号から上記噴射装
   置を遮断￥ろことか制御可能なようになされるソリッド
   ・ステート・スイッチと、上記スイッチの動作を制御す
   るような手段をとからなるようにされてなる装置。 （５）特許請求の範囲第１項に記載の装置において、さ
   らに、電力が通常は上記電源から上記変換手段へ供給さ
   れるが、上記第１の直流信号が選択されたレベルよシも
   低くなったときは、いつでも上記第２の直流信号から上
   記変換手段へと電力を供給するようになされた、分離さ
   れた電力信号を上記変換手段へと供給する手段を有した
   装置。 （６）電源によって供給される第１の直流信号頃応答し
   て少なくとも１つの噴射装置へ付与されろ第２の直流電
   圧を供給する電力供給手段：少なくとも１つの上記噴射
   装置を上記第２の直流電圧へ選択的に結合し、あるいは
   少なくとも１つの上記噴射装置を上記第２の直流電圧か
   ら遮断するためのスイッチ手段； 上記スイッチ手段の動作を制御し、それにより上記内燃
   機関への燃料噴射を制御する手段；を備えた、少なくと
   も１つの電気的に作動する燃料噴射器と上記噴射器を作
   動するために電力を供給するための電源とを有した内燃
   機関に関連して用いられる装置において、上記電力供給
   手段が、上記第１の直流信号よりも大きな上記第２の直
   流信号を発生させる上記電源に連結された直流−直流変
   換器と、上記直流−直流変換器の動作を制御するための
   変換器制御手段とを有する第１の手段と；そして、上記
   変換器制御手段へ電力を供給する手段であって、最初の
   状態では上記直流信号から電力を引き出し、そしてその
   後は、上記１番目の直流信号がある一定のレベルよりも
   小さい場合に電力を上記第２の直流信号から引き出す第
   ２の手段と、を有するようにしてなされた装置。 （７）電力の供給に応答して、内燃機関内部へ燃料を噴
   射するための電磁燃料噴射手段；上記燃料噴射手段のタ
   イミングを制御するための、電気的タイミング信号を供
   給する燃料噴射タイミング制御手段； 上記タイミング信号に応答し上記燃料噴射手段へ電力を
   制御可能なようにして供給する作動手段上記直流電力信
   号の′電圧レベルの変化に応答し、上記直流電力信号が
   変化するにもかかわらず、そこから十分安定な直流電圧
   を発生する直流−直流変換手段；そして、　゛ 上記作動手段へ上記直流電圧を供給し、それにより上記
   アクチュエーターが上記安定な直流電圧から供給され、
   従って１、上記直流電力信号のレベルの変化によって影
   響を受げないま１でいる手段；を備えている、変化する
   直流電力信号を供給する電力供給手段によって稼働され
   ろ燃料噴射装置。