JPS6024737A - 可変等化器 - Google Patents
可変等化器Info
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- JPS6024737A JPS6024737A JP13325883A JP13325883A JPS6024737A JP S6024737 A JPS6024737 A JP S6024737A JP 13325883 A JP13325883 A JP 13325883A JP 13325883 A JP13325883 A JP 13325883A JP S6024737 A JPS6024737 A JP S6024737A
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- equalizer
- circuit
- gain
- interference
- variable
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- Pending
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-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B3/00—Line transmission systems
- H04B3/02—Details
- H04B3/04—Control of transmission; Equalising
- H04B3/14—Control of transmission; Equalising characterised by the equalising network used
- H04B3/143—Control of transmission; Equalising characterised by the equalising network used using amplitude-frequency equalisers
- H04B3/145—Control of transmission; Equalising characterised by the equalising network used using amplitude-frequency equalisers variable equalisers
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Networks Using Active Elements (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
この発明は信号伝送線路の周波数−損失特性をディジタ
ル的に制御して等化することができる可変等化器に関す
るものである。
ル的に制御して等化することができる可変等化器に関す
るものである。
〈従来技術〉
線路損失は一般に第１図に示すように線路の種類によシ
多少異なるものの一定周波数以上では損失が周波数の平
方根にほぼ比例して増加し、かつ線路の長さが長いほど
同一の周波数での損失が大きくなる。第１図でパラメー
タは線路の長さを示し、４ ：＞ ｔ２ ） ｔ３であ
る。
多少異なるものの一定周波数以上では損失が周波数の平
方根にほぼ比例して増加し、かつ線路の長さが長いほど
同一の周波数での損失が大きくなる。第１図でパラメー
タは線路の長さを示し、４ ：＞ ｔ２ ） ｔ３であ
る。
このような線路損失を等化するため、従来においては第
２図に示す構成で実現してきた。すなわち伝送歪を受け
た信号は入力端子１１から入力され、この信号は、基準
となる周波数において一定の利得ステップで周波特性可
変の等什器（ＥＱＬ ） １２を通シ、これによシ等化
された出力信号が出力端子１３から得られる。等什器１
２を制御するためピーク値検出回路（ＰＤ） １４にお
いて端子１５の所定の基準電圧ＶＰと端子１３の等化出
力とを比較し、等化器制御回路（ＣＯＮＴ）１６は基準
電圧ＶＰに対し、等止器出力が大であれば等什器１２の
オリ得を下げるように制御する。逆に等什器出力カソト
の状態が規定回数以上連続した揚台には利得を上げるよ
うに制御する。
２図に示す構成で実現してきた。すなわち伝送歪を受け
た信号は入力端子１１から入力され、この信号は、基準
となる周波数において一定の利得ステップで周波特性可
変の等什器（ＥＱＬ ） １２を通シ、これによシ等化
された出力信号が出力端子１３から得られる。等什器１
２を制御するためピーク値検出回路（ＰＤ） １４にお
いて端子１５の所定の基準電圧ＶＰと端子１３の等化出
力とを比較し、等化器制御回路（ＣＯＮＴ）１６は基準
電圧ＶＰに対し、等止器出力が大であれば等什器１２の
オリ得を下げるように制御する。逆に等什器出力カソト
の状態が規定回数以上連続した揚台には利得を上げるよ
うに制御する。
この従来の可変等化器では一般に次のような欠点がある
。すなわち基準となる周波数（ナイキスト周波数）にお
ける線路損失が一定であっても使用する線路の種類、線
路の太さ等が異なれば線路損失の周波数特性も多少異な
るため、ある一定の種類（例えば紙ケーブル）、太さの
線路の場合には高精度に等化することができても、他の
種類。
。すなわち基準となる周波数（ナイキスト周波数）にお
ける線路損失が一定であっても使用する線路の種類、線
路の太さ等が異なれば線路損失の周波数特性も多少異な
るため、ある一定の種類（例えば紙ケーブル）、太さの
線路の場合には高精度に等化することができても、他の
種類。
太さの線路に適用した場合にはピーク値のみ罠よって制
御した場合には必ずしも高精度の等化ができない欠点が
あった。
御した場合には必ずしも高精度の等化ができない欠点が
あった。
〈発明の概要〉
この発明は前述の欠点を除去し、線路の種類。
太さが変っても高精度に等化できる可変等什器を提供す
るものである。
るものである。
この発明によれば、第１の等什器と第２の等什器とが縦
続的に配され、第１の等什器は周波数−損失特性の傾斜
特性を永準周波数で一定利得ステップで等化することが
でき、第２の等什器は平坦利得特性であって前記第１の
等什器の基準周波数における利得ステップと同一の利得
ステップで利得を変化させることができるものである。
続的に配され、第１の等什器は周波数−損失特性の傾斜
特性を永準周波数で一定利得ステップで等化することが
でき、第２の等什器は平坦利得特性であって前記第１の
等什器の基準周波数における利得ステップと同一の利得
ステップで利得を変化させることができるものである。
前記基準周波数での第１．第２の等什器の利得の和は−
〈実施例〉 第３図はこの発明の実施例を示し、信号入力端子１１は
平坦利得を有する可変利得増幅器（ＧＥＱＬ）１７に接
続され、可変利得増幅器１７の出力側に、線路損失特性
の傾斜特性の等代用回路（ＦＥＱＬ）１８が接続され、
等代用回路１８の出力側より等化波形出力端子１３が導
出力される。この出力端子１３にピーク値検出回路（Ｐ
Ｄ） １４及び符号量干渉量判定回路１９が接続され、
これら回路１４及び１９の出力側に、可変利得増幅器１
７及び等代用回路１８を制御するコントロール回路（Ｃ
ＯＮＴ２ ） ２１が接続される。
〈実施例〉 第３図はこの発明の実施例を示し、信号入力端子１１は
平坦利得を有する可変利得増幅器（ＧＥＱＬ）１７に接
続され、可変利得増幅器１７の出力側に、線路損失特性
の傾斜特性の等代用回路（ＦＥＱＬ）１８が接続され、
等代用回路１８の出力側より等化波形出力端子１３が導
出力される。この出力端子１３にピーク値検出回路（Ｐ
Ｄ） １４及び符号量干渉量判定回路１９が接続され、
これら回路１４及び１９の出力側に、可変利得増幅器１
７及び等代用回路１８を制御するコントロール回路（Ｃ
ＯＮＴ２ ） ２１が接続される。
ここで可変利得増幅器１７及び等代用回路１８の基準周
波数（ナイキスト周波数）における利得をそれぞれＡｇ
、 Ａｆ 、両者の合成利得をＡｔとして、ＡｇをＡ
ｇ±ΔＡに変える時はＡｆをＡｆ千ΔＡに変えて合成利
得Ａｔを不変のままで等代用回路１８の傾斜特性を変え
られるように構成する。
波数（ナイキスト周波数）における利得をそれぞれＡｇ
、 Ａｆ 、両者の合成利得をＡｔとして、ＡｇをＡ
ｇ±ΔＡに変える時はＡｆをＡｆ千ΔＡに変えて合成利
得Ａｔを不変のままで等代用回路１８の傾斜特性を変え
られるように構成する。
一般に、可変等化器の周波数特性と等什器出力波形との
間には第４図に示す関係がある。第４図Ａは可変等化器
の周波数特性の一例である。等什器の直流利得をＧＬ
ｒナイキスト周波数ｆＮでの利得をＧＨとし、ｇ ＝Ｃ
ＨＧｉ、をパラメータとした場合の孤立波応答例を第４
図Ｂに示す。すなわち出力パルスのピーク値を同じにし
た場合、ｇが大きいほど出力パルス幅が狭くなシ、アン
ダーシュートが太きくなる。第４図Ｂでは曲線２４が最
もｇが大きく曲線２２が最も小さい。可変等化器の出力
波形としては、第４図Ｂに示した特性の中で整数タイム
スロッ）後（Ｔ、２Ｔ、・・・・・・）、および整数タ
イムスロット前（−Ｔ 、 −２Ｔ 、・・・・・ ）
の出力振幅が小さい曲線２３の場合が最適である。以下
においてはメインパルス（１＝０ ）の整数タイムスロ
ット後、整数タイムスロット前の出力振幅をメインパル
スの振幅で除した量を干渉量と呼ぶ。また以下では簡単
化のためｔ＝−Ｔ、Ｔでのみ干渉量が零とならない場合
について考えるがｔ＝−２Ｔ、２Ｔ等他の位置に干渉量
がある場合についても同様に考えることができる。
間には第４図に示す関係がある。第４図Ａは可変等化器
の周波数特性の一例である。等什器の直流利得をＧＬ
ｒナイキスト周波数ｆＮでの利得をＧＨとし、ｇ ＝Ｃ
ＨＧｉ、をパラメータとした場合の孤立波応答例を第４
図Ｂに示す。すなわち出力パルスのピーク値を同じにし
た場合、ｇが大きいほど出力パルス幅が狭くなシ、アン
ダーシュートが太きくなる。第４図Ｂでは曲線２４が最
もｇが大きく曲線２２が最も小さい。可変等化器の出力
波形としては、第４図Ｂに示した特性の中で整数タイム
スロッ）後（Ｔ、２Ｔ、・・・・・・）、および整数タ
イムスロット前（−Ｔ 、 −２Ｔ 、・・・・・ ）
の出力振幅が小さい曲線２３の場合が最適である。以下
においてはメインパルス（１＝０ ）の整数タイムスロ
ット後、整数タイムスロット前の出力振幅をメインパル
スの振幅で除した量を干渉量と呼ぶ。また以下では簡単
化のためｔ＝−Ｔ、Ｔでのみ干渉量が零とならない場合
について考えるがｔ＝−２Ｔ、２Ｔ等他の位置に干渉量
がある場合についても同様に考えることができる。
予め標準と々る線路について標準的な可変利得増幅器１
７１等化用回路１８の利得の組合せを作っておき、弧定
性の強いパルスによる等什器のトレーニング時、つまシ
調整時にこの実施例では捷ずピーク値検出回路１４のみ
によシ従来例と同様に出力端子１３の出力のピーク値が
設定値と一致するようにコントロール回路２１を通じて
可変利得増幅器１７及び等代用回路１８を制御する。次
に符号量干渉量判定回路１９によシ干渉の極性を判定し
、正極性、の場合（第４図中の２２）には等代用回路１
８を１ステップｇの値の大きいステップに変更し、捷た
ナイキスト周波数ｆＮにおける利得が増加する分、司斐
利得増幅器１７の利得を減する。この操作を繰り返すこ
とによシ出力波形のピーク値を変えることなく干渉量を
極小とした曲線２３の状態にもっていく。
７１等化用回路１８の利得の組合せを作っておき、弧定
性の強いパルスによる等什器のトレーニング時、つまシ
調整時にこの実施例では捷ずピーク値検出回路１４のみ
によシ従来例と同様に出力端子１３の出力のピーク値が
設定値と一致するようにコントロール回路２１を通じて
可変利得増幅器１７及び等代用回路１８を制御する。次
に符号量干渉量判定回路１９によシ干渉の極性を判定し
、正極性、の場合（第４図中の２２）には等代用回路１
８を１ステップｇの値の大きいステップに変更し、捷た
ナイキスト周波数ｆＮにおける利得が増加する分、司斐
利得増幅器１７の利得を減する。この操作を繰り返すこ
とによシ出力波形のピーク値を変えることなく干渉量を
極小とした曲線２３の状態にもっていく。
干渉の極性が負の場合には正極性の場合とは逆にｇの値
の小さいステップに切シ換えてゆくようにし、干渉量極
小の状態にもっていく。
の小さいステップに切シ換えてゆくようにし、干渉量極
小の状態にもっていく。
この実施例ではこのように動作させるため、伝送線路の
線種、線径等が異なシ線路損失の周波数特性が異なった
場合でも、可変等化器のナイキスト周波数での利得、す
なわち等化波形のピーク値を変えることなく゛、傾斜特
性を最適に制御することができるため高精度々等化が可
能である。
線種、線径等が異なシ線路損失の周波数特性が異なった
場合でも、可変等化器のナイキスト周波数での利得、す
なわち等化波形のピーク値を変えることなく゛、傾斜特
性を最適に制御することができるため高精度々等化が可
能である。
次に可変等化器中の可変利得増幅器１７及び等代用回路
１８の具体的構成例を第５図に示す。第５図Ａは可変利
得増幅器１７を反転増幅器で構成した例、第５図Ｂは等
代用回路１８をスイッチドキャパシタフィルタで構成し
た例である。第５図Ａにおいては演算増幅器２５の反転
入力側と出力側との間に抵抗器Ｒ１ｌ Ｒｚ ）・・・
・・・＋ ＲＮがそれぞれスイッチＳ＋ ｒ Ｓ２ ｒ
・・・・・、ＳＮを介して接続され、入力抵抗Ｒｏとス
イッチＳｉ等を閉じた抵抗の比によって利得が制御され
る。第５図Ｂにおいては演算増幅器２６の反転入力側と
出力側との間にコンデンサＣ６が接続され、更にスイッ
チ２７ 、２８を介して可変コンデンサＣ３が接続され
、反転入力側と入力端子との間に可変コンデンサＣ２が
接続され、またスイッチ２７ 、２９を介して可変コン
デンサＣＩが接続される。
１８の具体的構成例を第５図に示す。第５図Ａは可変利
得増幅器１７を反転増幅器で構成した例、第５図Ｂは等
代用回路１８をスイッチドキャパシタフィルタで構成し
た例である。第５図Ａにおいては演算増幅器２５の反転
入力側と出力側との間に抵抗器Ｒ１ｌ Ｒｚ ）・・・
・・・＋ ＲＮがそれぞれスイッチＳ＋ ｒ Ｓ２ ｒ
・・・・・、ＳＮを介して接続され、入力抵抗Ｒｏとス
イッチＳｉ等を閉じた抵抗の比によって利得が制御され
る。第５図Ｂにおいては演算増幅器２６の反転入力側と
出力側との間にコンデンサＣ６が接続され、更にスイッ
チ２７ 、２８を介して可変コンデンサＣ３が接続され
、反転入力側と入力端子との間に可変コンデンサＣ２が
接続され、またスイッチ２７ 、２９を介して可変コン
デンサＣＩが接続される。
スイッチＳｏ、８２１等を開閉することによシ各容量値
Ｃｓ −０３を変え、利得、傾斜特性を制御する。なお
第５図Ｂの利得、傾斜特性Ｈ（Ｚ）は次式で与えられる
。
Ｃｓ −０３を変え、利得、傾斜特性を制御する。なお
第５図Ｂの利得、傾斜特性Ｈ（Ｚ）は次式で与えられる
。
ここで可変利得増幅器１７１等化用回路１８ともΔＡデ
シベルステップで可変とすれはよい。また伝送線路の線
種、線の太さの変化に伴なう線路損失周波数特性の変化
幅が小さい場合には等代用回路１８をΔへデシベルステ
ップとし、可変利得増幅器１７をＯ２＋Δ八デシベル、
−ΔＡデシベルの３レベルのみとし、標準となる線路の
特性からの微調のみを可能としても高精度な等化が可能
である。
シベルステップで可変とすれはよい。また伝送線路の線
種、線の太さの変化に伴なう線路損失周波数特性の変化
幅が小さい場合には等代用回路１８をΔへデシベルステ
ップとし、可変利得増幅器１７をＯ２＋Δ八デシベル、
−ΔＡデシベルの３レベルのみとし、標準となる線路の
特性からの微調のみを可能としても高精度な等化が可能
である。
また第５図の具体例では可変等化器をアナログ回路で実
現した場合について示したが、可変利得増幅器１７をデ
ィジタル乗算器１等化用回路１８をテイジタルフィルタ
で実現することも可能である。
現した場合について示したが、可変利得増幅器１７をデ
ィジタル乗算器１等化用回路１８をテイジタルフィルタ
で実現することも可能である。
なお、ここでは可変等化器の全利得範囲にわたって同一
の利得ステップΔＡで利得可変としたが、等化器利得に
応じ、例えば高利得のときには小さい利得ステップで、
低利得の場合にはちらい利得ステップで実現することも
できる。
の利得ステップΔＡで利得可変としたが、等化器利得に
応じ、例えば高利得のときには小さい利得ステップで、
低利得の場合にはちらい利得ステップで実現することも
できる。
コントロール回路２１の一栴成例を第６図に示す。
アップダウンカウンタ３１ 、３２にデコーダ３３ 、
３４カニ接続される。アップダウンカウンタ３１ 、３
２中のＵ。
３４カニ接続される。アップダウンカウンタ３１ 、３
２中のＵ。
Ｄはそれぞれカウンタのカウントブツブ信号、カウント
ダウン信号の入力端子を示す。力お、ここで便宜的にカ
ウンタ３１のカウント値が大きいＱｌと等化器利得Ａｔ
を大きく々るように制御し、カウンタ３２のカウント値
が大きいほど等化器をｇの値７５二大きく々るように制
御するものとする。また、ここでは制御にアップダウン
カウンタを用いるものであ弘 ピーク値検出回路１４．
符号量干渉量判定回路１９からはともにアップ信号、ダ
ウン信号を発生するものとする。例えばピーク値検出回
路１４は等代用回路１８の出力のピーク値レベルが基準
電圧ＶＰを越える場合にはダウン信号をカウンタ３１の
Ｄ入力へ供給し、■Ｐを越えない場合にはアップ信号を
カウンタ３１のＵ入力へ供給する。また符号量干渉量判
定回路１９は第４図Ｂにおけるｔ＝Ｔでの干渉量が正極
性のときにはアップ信号をカウンタ３２のＵ人カへ供給
し、負極性の場合にはダウン信号をカウンタ３２のＤ入
力へ送るＯ デコーダ３３はカウンタ３１の計数値に応じ、あらかじ
め定められた標準となる組合せの中で、可変利得増幅器
１７１等化用回路１８の利得ステップを定める信号を発
生する。一方デコーダ３４はカウンタ３２の値に応じ、
例えばカウンタ３２の値が標準となる値より１ステソフ
ｇの大きい値を示すときにはデコーダ３３で示した可変
利得増幅器１７１等化用回路１８の組合せより可変利得
増幅器】−７を１ステソフ。
ダウン信号の入力端子を示す。力お、ここで便宜的にカ
ウンタ３１のカウント値が大きいＱｌと等化器利得Ａｔ
を大きく々るように制御し、カウンタ３２のカウント値
が大きいほど等化器をｇの値７５二大きく々るように制
御するものとする。また、ここでは制御にアップダウン
カウンタを用いるものであ弘 ピーク値検出回路１４．
符号量干渉量判定回路１９からはともにアップ信号、ダ
ウン信号を発生するものとする。例えばピーク値検出回
路１４は等代用回路１８の出力のピーク値レベルが基準
電圧ＶＰを越える場合にはダウン信号をカウンタ３１の
Ｄ入力へ供給し、■Ｐを越えない場合にはアップ信号を
カウンタ３１のＵ入力へ供給する。また符号量干渉量判
定回路１９は第４図Ｂにおけるｔ＝Ｔでの干渉量が正極
性のときにはアップ信号をカウンタ３２のＵ人カへ供給
し、負極性の場合にはダウン信号をカウンタ３２のＤ入
力へ送るＯ デコーダ３３はカウンタ３１の計数値に応じ、あらかじ
め定められた標準となる組合せの中で、可変利得増幅器
１７１等化用回路１８の利得ステップを定める信号を発
生する。一方デコーダ３４はカウンタ３２の値に応じ、
例えばカウンタ３２の値が標準となる値より１ステソフ
ｇの大きい値を示すときにはデコーダ３３で示した可変
利得増幅器１７１等化用回路１８の組合せより可変利得
増幅器】−７を１ステソフ。
利得の低い状態にし、等代用回路１８を１ステツプ利得
の大きい状態に変える。ｇが小さい値を示す場合にはこ
の逆の操作を行なう。このようにコントロール回路２１
はアップダウンカウンタ、デコーダという簡単なデジタ
ル回路のみで構成され、等化量の自動制御を行なうこと
ができる。
の大きい状態に変える。ｇが小さい値を示す場合にはこ
の逆の操作を行なう。このようにコントロール回路２１
はアップダウンカウンタ、デコーダという簡単なデジタ
ル回路のみで構成され、等化量の自動制御を行なうこと
ができる。
く効 果〉
以上説明したように、この発明によれば信号伝送線路の
線種、線径等が異なり、損失の周波数特性が異なっても
高精度な等化が可能である。まだこの発明の可変等化器
は小さな容量、抵抗、演算増幅器あるいはディジタル回
路のみで実現できるため集積回路化が容易々利点も有す
る。しかもディジタル的制御により自動的に等化特性を
調整するようにすることもできる。
線種、線径等が異なり、損失の周波数特性が異なっても
高精度な等化が可能である。まだこの発明の可変等化器
は小さな容量、抵抗、演算増幅器あるいはディジタル回
路のみで実現できるため集積回路化が容易々利点も有す
る。しかもディジタル的制御により自動的に等化特性を
調整するようにすることもできる。
第１図は伝送線路の周波数対損失特性を示す図、第２図
は従来の可変等什器を示すブロック図、第３図はこの発
明の一実施例の構成を示すブロック図、第４図は可変等
化器の周波数特性と出力波形との関係を示す図、第５図
は第３図の等代用回路の具体的構成例を示す図、第６図
はコントロール回路２１の具体例を示すブロック図であ
る。 １１：信号入力端子、１３：等化波形出力端子、１４：
ピーク値検出回路、１７：平坦利得の可変利得増幅器、
１８：傾斜特性等化用回路、１９：符号量干渉量判定回
路、２１：コントロール回路。 特許出願人 日本電信電話公社 代理人 草野 卓 第 １ 図 ｊ固５皮翳 第２図 第３図 第６図 第４図 固 漆υｆＮ 日ｊ ［司 第５図 ２０１−
は従来の可変等什器を示すブロック図、第３図はこの発
明の一実施例の構成を示すブロック図、第４図は可変等
化器の周波数特性と出力波形との関係を示す図、第５図
は第３図の等代用回路の具体的構成例を示す図、第６図
はコントロール回路２１の具体例を示すブロック図であ
る。 １１：信号入力端子、１３：等化波形出力端子、１４：
ピーク値検出回路、１７：平坦利得の可変利得増幅器、
１８：傾斜特性等化用回路、１９：符号量干渉量判定回
路、２１：コントロール回路。 特許出願人 日本電信電話公社 代理人 草野 卓 第 １ 図 ｊ固５皮翳 第２図 第３図 第６図 第４図 固 漆υｆＮ 日ｊ ［司 第５図 ２０１−
Claims (1)
- （１）信号伝送線路が示す周波数−損失特性を等化する
可変等化器において、前記特性の傾斜特性を基準周波数
において一定利得ステップで等化する第１の等什器と、
平坦利得を有し、前記第１の等什器の前記基準周波数に
おける利得ステップと同一の利得ステップで利得可変の
第２の等什器を有し、前記基準周波数における前記第１
、第２の等什器の合計利得が一定に選定されていること
を特徴とする可変等化器０
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13325883A JPS6024737A (ja) | 1983-07-20 | 1983-07-20 | 可変等化器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13325883A JPS6024737A (ja) | 1983-07-20 | 1983-07-20 | 可変等化器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6024737A true JPS6024737A (ja) | 1985-02-07 |
Family
ID=15100407
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP13325883A Pending JPS6024737A (ja) | 1983-07-20 | 1983-07-20 | 可変等化器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6024737A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS62210740A (ja) * | 1986-03-12 | 1987-09-16 | Oki Electric Ind Co Ltd | 回線等化回路 |
| JPS63104529A (ja) * | 1986-10-21 | 1988-05-10 | Nec Corp | 等化増幅器 |
| WO2018056100A1 (ja) * | 2016-09-26 | 2018-03-29 | 株式会社村田製作所 | 高速シリアル信号イコライザおよび高速シリアルインターフェース |
-
1983
- 1983-07-20 JP JP13325883A patent/JPS6024737A/ja active Pending
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS62210740A (ja) * | 1986-03-12 | 1987-09-16 | Oki Electric Ind Co Ltd | 回線等化回路 |
| JPS63104529A (ja) * | 1986-10-21 | 1988-05-10 | Nec Corp | 等化増幅器 |
| WO2018056100A1 (ja) * | 2016-09-26 | 2018-03-29 | 株式会社村田製作所 | 高速シリアル信号イコライザおよび高速シリアルインターフェース |
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