JPS60247720A - 直流電源装置 - Google Patents
直流電源装置Info
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- JPS60247720A JPS60247720A JP59104049A JP10404984A JPS60247720A JP S60247720 A JPS60247720 A JP S60247720A JP 59104049 A JP59104049 A JP 59104049A JP 10404984 A JP10404984 A JP 10404984A JP S60247720 A JPS60247720 A JP S60247720A
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
- H02M3/02—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC
- H02M3/04—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters
- H02M3/10—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
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- Supply And Distribution Of Alternating Current (AREA)
- Direct Current Feeding And Distribution (AREA)
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の技術分野〕
本発明はコンデンサインプット形の倍電圧整流回路を備
え且つ無効電力補償機能を有する直流電源装置に関する
。
え且つ無効電力補償機能を有する直流電源装置に関する
。
コンデンサに並列接続された負荷に直流電圧を与えるコ
ンデンサインプット形の整流回路を備えた直流電源装置
においては、力率改善回路とも称される無効電力補償回
路を設けるようにしたものが考えられている。
ンデンサインプット形の整流回路を備えた直流電源装置
においては、力率改善回路とも称される無効電力補償回
路を設けるようにしたものが考えられている。
而して、従来の無効電力補償回路としては、単相交流電
源の交流電圧を整流する全波整流回路とこの全波整流回
路からの直流電圧が与えられるコンデンサに並列の負荷
との間にリアクタ及びスイッチング素子たるトランジス
タからなる昇圧用チョッパを介在させ、又、前記全波整
流回路とチョッパとの間の直流電路にシャント抵抗を挿
入し、このシャント抵抗に基づき負荷電流を電圧として
検出してなる検出電圧と前記単相交流電源の交流電圧を
全波整流してなる基準電圧とを比較する制御回路を設け
、この制御回路により前記基準電圧と検出電圧との大小
関係に応じて、オン、オフ信号を得て、これにより前記
チョッパのトランジスタをオン、オフさせ、該トランジ
スタのオン時にはリアクタに流れる電流を増加させ、１
〜ランジスタのオフ時にはそのリアクタに貯えられた電
磁エネルギをコンデンサに与え、以て、負荷電流を基準
電圧（単相交流電源の交流電圧）波形に追従させる構成
のものが供されている。
源の交流電圧を整流する全波整流回路とこの全波整流回
路からの直流電圧が与えられるコンデンサに並列の負荷
との間にリアクタ及びスイッチング素子たるトランジス
タからなる昇圧用チョッパを介在させ、又、前記全波整
流回路とチョッパとの間の直流電路にシャント抵抗を挿
入し、このシャント抵抗に基づき負荷電流を電圧として
検出してなる検出電圧と前記単相交流電源の交流電圧を
全波整流してなる基準電圧とを比較する制御回路を設け
、この制御回路により前記基準電圧と検出電圧との大小
関係に応じて、オン、オフ信号を得て、これにより前記
チョッパのトランジスタをオン、オフさせ、該トランジ
スタのオン時にはリアクタに流れる電流を増加させ、１
〜ランジスタのオフ時にはそのリアクタに貯えられた電
磁エネルギをコンデンサに与え、以て、負荷電流を基準
電圧（単相交流電源の交流電圧）波形に追従させる構成
のものが供されている。
上記従来の構成で特に高い直流電圧を得ようとした場合
には、昇圧エネルギをリアクタによる電磁エネルギによ
ってのみ得なければならないので、入力電圧（単相交流
電源の交流電圧）の全周期にわたって昇圧づる必要があ
り、従って、１〜ランジスタのスイッチングノイズ及び
スイッチングロスが大きくなり、又、トランジスタとし
て定格容量の大なるものを用いなければならなくなる問
題がある。
には、昇圧エネルギをリアクタによる電磁エネルギによ
ってのみ得なければならないので、入力電圧（単相交流
電源の交流電圧）の全周期にわたって昇圧づる必要があ
り、従って、１〜ランジスタのスイッチングノイズ及び
スイッチングロスが大きくなり、又、トランジスタとし
て定格容量の大なるものを用いなければならなくなる問
題がある。
〔発明の目的〕
本発明は上記事情に鑑みてなされたもので、その目的は
、チョッパにおけるスイッチング素子のスイッチングノ
イズ及びスイッチングロスの低減を図り得、スイッチン
グ素子として定格容量の小さなもので済む直流電源装置
を提供するにある。
、チョッパにおけるスイッチング素子のスイッチングノ
イズ及びスイッチングロスの低減を図り得、スイッチン
グ素子として定格容量の小さなもので済む直流電源装置
を提供するにある。
本発明は、交流電源の交流電圧を倍電圧整流して得た直
流電圧を負荷に与えるコンデンサインプット形のイ８電
圧整流回路を設け、前記交流電源と負荷との間に介在さ
れたりアクタ並びにこのリアクタに前記交流電源による
正半波電流及び負半波電流を夫々流すための第１及び第
２のスイッチング素子からなるチョッパを設け、電流を
電圧に変換する検出手段を前記交流電源と倍電圧整流回
路との間の交流電路に配設し、前記交流電源の交流電圧
を基準電圧としこの基準電圧と前記検出手段の検出電圧
とを比較して前記チョッパの第１及び第２のスイッチン
グ素子のオン、オフ信号を出力する制御回路を設ける構
成に特徴を有し、電磁エネルギと静電エネルギとの双方
によって高直流電圧を得んとするものである。
流電圧を負荷に与えるコンデンサインプット形のイ８電
圧整流回路を設け、前記交流電源と負荷との間に介在さ
れたりアクタ並びにこのリアクタに前記交流電源による
正半波電流及び負半波電流を夫々流すための第１及び第
２のスイッチング素子からなるチョッパを設け、電流を
電圧に変換する検出手段を前記交流電源と倍電圧整流回
路との間の交流電路に配設し、前記交流電源の交流電圧
を基準電圧としこの基準電圧と前記検出手段の検出電圧
とを比較して前記チョッパの第１及び第２のスイッチン
グ素子のオン、オフ信号を出力する制御回路を設ける構
成に特徴を有し、電磁エネルギと静電エネルギとの双方
によって高直流電圧を得んとするものである。
以下本発明の第１の実施例につき第１図を参照しながら
説明する。
説明する。
１は交流電源ｌこる単相交流電源であり、この両端子は
交流電路２及び３を介してダイオード４１乃至４４をブ
リッジ接続してなる全波整流回路４の交流入力端子に接
続されており、その全波整流回路４の正、負直流出力端
子は直流電路５．６に接続されている。更に、直流電路
５及び６は逆流阻止用ダイオード７及び８を各別に介し
て並列接続されたインプット用コンデンサ９．負荷１０
の一方の共通接続点及び他方の共通接続点に夫々接続さ
れている。そして、前記インプット用コンデンサ９に並
列に倍電圧用コンデンサ１１及び１２の直列回路が接続
されているとともに、これらの倍電圧用コンデンサ１１
及び１２の共通接続点は前記交流電路３に接続されてお
り、以上の全波整流回路４．逆流阻止用ダイオード７．
８．インプット用コンデンサ９１倍電圧用コンデンサ１
１及び１２によりコンデンサインプット形の倍電圧整流
回路１３が構成されている。
交流電路２及び３を介してダイオード４１乃至４４をブ
リッジ接続してなる全波整流回路４の交流入力端子に接
続されており、その全波整流回路４の正、負直流出力端
子は直流電路５．６に接続されている。更に、直流電路
５及び６は逆流阻止用ダイオード７及び８を各別に介し
て並列接続されたインプット用コンデンサ９．負荷１０
の一方の共通接続点及び他方の共通接続点に夫々接続さ
れている。そして、前記インプット用コンデンサ９に並
列に倍電圧用コンデンサ１１及び１２の直列回路が接続
されているとともに、これらの倍電圧用コンデンサ１１
及び１２の共通接続点は前記交流電路３に接続されてお
り、以上の全波整流回路４．逆流阻止用ダイオード７．
８．インプット用コンデンサ９１倍電圧用コンデンサ１
１及び１２によりコンデンサインプット形の倍電圧整流
回路１３が構成されている。
さて、無効電力補償回路１４につい述べる。１５は前記
交流電路２に介在されたリアクタ、１６及び１７は第１
及び第２のスイッチング素子たるＮＰＮ形の第１及び第
２のトランジスタであり、これらによって昇圧用チョッ
パ１８が形成されている。そして、第１のトランジスタ
１６において、そのコレクタは直流電路５に接続され、
エミッタは交流電路３に接続されており、第２のトラン
ジスタ１７において、コレクタは交流電路３に接続され
、エミッタは直流電路６に接続されている。
交流電路２に介在されたリアクタ、１６及び１７は第１
及び第２のスイッチング素子たるＮＰＮ形の第１及び第
２のトランジスタであり、これらによって昇圧用チョッ
パ１８が形成されている。そして、第１のトランジスタ
１６において、そのコレクタは直流電路５に接続され、
エミッタは交流電路３に接続されており、第２のトラン
ジスタ１７において、コレクタは交流電路３に接続され
、エミッタは直流電路６に接続されている。
１９は交流電路３に配設された検出手段たる電流変成器
であり、これは交流電路３に流れる負荷電流１１を交流
電圧に変換して検出電圧Ｖａとして制御回路２０の検出
端子■ａに与えるようになっている。又、この制御回路
２０の基準端子Ｉｂには単相交流電源１の交流電圧Ｖ１
が与えられるようになっており、該制御回路２０は交流
電圧ｖ１を適宜降圧して基準電圧ｖｂを得るようになっ
ている。そして、前記制御回路２０は、基準電圧Ｖｂが
正半波若しくは負半波の場合において、基準電圧ＩＶｂ
ｌが検出電圧１Ｖａｌよりも大（ＩＶｂｌ＞１Ｖａｌ）
、の時には出力端子Ｑａ若しくはＯｂからハイレベルの
オン信＠Ｓａ若しくはｓｂを出力してトランジスタ１６
若しくは１７のベースに与え、基準電圧ＩＶｂｌが検出
電圧ＩＶａｌより小（ｌＶｂ １ｌＶａ ｌ）の時には
オン信号Ｓａ若しくはｓｂの出力を停止（オフ信号の出
力）させるようになっている。
であり、これは交流電路３に流れる負荷電流１１を交流
電圧に変換して検出電圧Ｖａとして制御回路２０の検出
端子■ａに与えるようになっている。又、この制御回路
２０の基準端子Ｉｂには単相交流電源１の交流電圧Ｖ１
が与えられるようになっており、該制御回路２０は交流
電圧ｖ１を適宜降圧して基準電圧ｖｂを得るようになっ
ている。そして、前記制御回路２０は、基準電圧Ｖｂが
正半波若しくは負半波の場合において、基準電圧ＩＶｂ
ｌが検出電圧１Ｖａｌよりも大（ＩＶｂｌ＞１Ｖａｌ）
、の時には出力端子Ｑａ若しくはＯｂからハイレベルの
オン信＠Ｓａ若しくはｓｂを出力してトランジスタ１６
若しくは１７のベースに与え、基準電圧ＩＶｂｌが検出
電圧ＩＶａｌより小（ｌＶｂ １ｌＶａ ｌ）の時には
オン信号Ｓａ若しくはｓｂの出力を停止（オフ信号の出
力）させるようになっている。
次に、本実施例の作用につき説明する。
単相交流電源１の交流電圧ｖ１は全波整流回路４により
全波整流されて直流電圧として逆流阻止用ダイオード７
．８を介してインプット用コンデンサ９の両端子間に与
えられ、一方、交流電圧Ｖ１の正半波時にはリアクタ１
５．ダイオード４１゜７、倍電圧用コンデンサ１１及び
交流電路３の経路で倍電圧用コンデンサ１１が図示極性
に正半波のピーク値ａＶ１まで充電され、又、交流電圧
Ｖｌの負半波時には交流電路３１倍電圧用コンデンサ１
２．ダイオード８，４．及びリアクタ１５の経路で倍電
圧用コンデンサ１２に図示極性に負半波のピーク値ｆｌ
−Ｖｔまで充電され、結果として、負荷１０には２ａＶ
ｔの直流電圧が印加され、これに応じて交流電路２，３
に交流の負荷電流Ｉ＋が流れる。而して、制御回路２０
は、例えば交流電圧Ｖ１即ち基準電圧ｖｂの正半波時に
は、基準電圧ＩＶｂｌが検出電圧ＩＶａｌよりも大の時
にはハイレベルのオン信号Ｓａを出力して第１のトラン
ジスタ１６をオンするようになり、従って、リアクタ１
５．ダイオード４１．トランジスタ１６及び交流電路３
の経路でリアクタ１５に流れる電流が増加し、リアクタ
１５に電磁エネルギが貯えられる。これにより、負荷電
流■ｌも増加するので、検出電圧Ｖａが増加するように
なり、これによって、検出電圧ＩＶａｌが基準電圧１ｖ
ｂ１より大となると、オン信号Ｓａの出力が停止されて
第１のトランジスタ１６がオフする。第１のトランジス
タ１６がオフすると、負荷電流１工が減少するとともに
、リアクタ１５に貯えられた電磁エネルギがダイオード
４１及び７を介して倍電圧用コンデンサ１１に与えられ
るようになる。
全波整流されて直流電圧として逆流阻止用ダイオード７
．８を介してインプット用コンデンサ９の両端子間に与
えられ、一方、交流電圧Ｖ１の正半波時にはリアクタ１
５．ダイオード４１゜７、倍電圧用コンデンサ１１及び
交流電路３の経路で倍電圧用コンデンサ１１が図示極性
に正半波のピーク値ａＶ１まで充電され、又、交流電圧
Ｖｌの負半波時には交流電路３１倍電圧用コンデンサ１
２．ダイオード８，４．及びリアクタ１５の経路で倍電
圧用コンデンサ１２に図示極性に負半波のピーク値ｆｌ
−Ｖｔまで充電され、結果として、負荷１０には２ａＶ
ｔの直流電圧が印加され、これに応じて交流電路２，３
に交流の負荷電流Ｉ＋が流れる。而して、制御回路２０
は、例えば交流電圧Ｖ１即ち基準電圧ｖｂの正半波時に
は、基準電圧ＩＶｂｌが検出電圧ＩＶａｌよりも大の時
にはハイレベルのオン信号Ｓａを出力して第１のトラン
ジスタ１６をオンするようになり、従って、リアクタ１
５．ダイオード４１．トランジスタ１６及び交流電路３
の経路でリアクタ１５に流れる電流が増加し、リアクタ
１５に電磁エネルギが貯えられる。これにより、負荷電
流■ｌも増加するので、検出電圧Ｖａが増加するように
なり、これによって、検出電圧ＩＶａｌが基準電圧１ｖ
ｂ１より大となると、オン信号Ｓａの出力が停止されて
第１のトランジスタ１６がオフする。第１のトランジス
タ１６がオフすると、負荷電流１工が減少するとともに
、リアクタ１５に貯えられた電磁エネルギがダイオード
４１及び７を介して倍電圧用コンデンサ１１に与えられ
るようになる。
以下、同様の動作が繰返して行なわれる。又、交流電圧
Ｖｌの負半波時には、制御回路２０は、前述同様に検出
電圧１Ｖａｌが基準電圧ＩＶｂｌにより小の時にはハイ
レベルのオン信号ｓｂを出力して第２のトランジスタ１
７をオンザるようになり、従って、交流電路３．トラン
ジスタ１７．ダイオード４３及びリアクタ１５の経路で
リアクタ１５に流れるＮ流が増加し、リアクタ１５に電
磁エネルギが貯えられる。これにより、負荷電流１１も
増加するので、検出電圧ｖａが増加するようになり、こ
れによって、検出電圧ＩＶａｌが基準電圧ＩＶｂｌによ
り大となると、オン信号Ｓ１）の出力が停止されて第２
のトランジスタ１７がオフする。第２のトランジスタ１
７がオフすると、負荷電流１１が減少するとともに、リ
アクタ１５に・貯えられた電磁エネルギがダイオード４
３及び８を介して倍電圧用コンデンサ１２に与えられる
。
Ｖｌの負半波時には、制御回路２０は、前述同様に検出
電圧１Ｖａｌが基準電圧ＩＶｂｌにより小の時にはハイ
レベルのオン信号ｓｂを出力して第２のトランジスタ１
７をオンザるようになり、従って、交流電路３．トラン
ジスタ１７．ダイオード４３及びリアクタ１５の経路で
リアクタ１５に流れるＮ流が増加し、リアクタ１５に電
磁エネルギが貯えられる。これにより、負荷電流１１も
増加するので、検出電圧ｖａが増加するようになり、こ
れによって、検出電圧ＩＶａｌが基準電圧ＩＶｂｌによ
り大となると、オン信号Ｓ１）の出力が停止されて第２
のトランジスタ１７がオフする。第２のトランジスタ１
７がオフすると、負荷電流１１が減少するとともに、リ
アクタ１５に・貯えられた電磁エネルギがダイオード４
３及び８を介して倍電圧用コンデンサ１２に与えられる
。
以下、同様の動作が繰返して行なわれるようになり、結
果として、負荷電流■１が交流電圧Ｖｌの波形に追従す
るようになり、無効電力の補償が行なわれることになる
。
果として、負荷電流■１が交流電圧Ｖｌの波形に追従す
るようになり、無効電力の補償が行なわれることになる
。
尚、上述したような動作により交流電圧ｖ１より２ ｆ
７−Ｖ １の高直流電圧を得る場合には、直流電圧が交
流電圧ｖ１より小なる期間が存在することになって、こ
の期間においてはチョッパ１８により昇圧する必要がな
くなるものであり、このことは特に交流電圧Ｖｌのピー
ク値（（Ｔ Ｖ １）近傍でのトランジスタ１６．１７
のスイッチング回数を少なくなし得ることを意味する。
７−Ｖ １の高直流電圧を得る場合には、直流電圧が交
流電圧ｖ１より小なる期間が存在することになって、こ
の期間においてはチョッパ１８により昇圧する必要がな
くなるものであり、このことは特に交流電圧Ｖｌのピー
ク値（（Ｔ Ｖ １）近傍でのトランジスタ１６．１７
のスイッチング回数を少なくなし得ることを意味する。
このような本実施例によれば、次のような効果を得るこ
とができる。即ち、交流電圧ｖ１から２（ＮＶ Ｘ以上
の高直流電圧を得る場合に、リアクタ１５による電磁エ
ネルギと倍電圧用コンデンサ１１．１２による静電エネ
ルギとの双方を利用しているので、リアクタ１５の電磁
エネルギに依存する度合を著しく少なくすることができ
、従って、チョッパ１Ｂの第１及ｄ第２のトランジスタ
１６及び１７のスイッチング回数及び電流量を少なくし
得、これによって、スイッチングノイズ及びスイッチン
グロスの低減を図ることができ、又、第１及び第２のト
ランジスタ１６及び１７として定格容量の小さなものを
用いるだけで済む利点がある。特に、交流電圧Ｖｔから
２ ｔＴ Ｖ ｌの直流電圧を得る場合には、倍電圧用
コンデンサ１１及び１２の静電エネルギに主として依存
するので、電源投入後部この値の直流電・圧を得ること
ができる利点がある。
とができる。即ち、交流電圧ｖ１から２（ＮＶ Ｘ以上
の高直流電圧を得る場合に、リアクタ１５による電磁エ
ネルギと倍電圧用コンデンサ１１．１２による静電エネ
ルギとの双方を利用しているので、リアクタ１５の電磁
エネルギに依存する度合を著しく少なくすることができ
、従って、チョッパ１Ｂの第１及ｄ第２のトランジスタ
１６及び１７のスイッチング回数及び電流量を少なくし
得、これによって、スイッチングノイズ及びスイッチン
グロスの低減を図ることができ、又、第１及び第２のト
ランジスタ１６及び１７として定格容量の小さなものを
用いるだけで済む利点がある。特に、交流電圧Ｖｔから
２ ｔＴ Ｖ ｌの直流電圧を得る場合には、倍電圧用
コンデンサ１１及び１２の静電エネルギに主として依存
するので、電源投入後部この値の直流電・圧を得ること
ができる利点がある。
第２図は本発明の第２の実施例であり、前記実施例と同
一部分には同一符号を付して示し、以下具なる部分につ
いてのみ説明する。
一部分には同一符号を付して示し、以下具なる部分につ
いてのみ説明する。
この実施例では第１及び第２のトランジスタ１６及び１
７を交流電路２．３側に移し、第１のトランジスタ１６
のコレクタ及び第２のトランジスタ１７のエミッタを交
流母線２におけるリアクタ１５よりも全波整流回路４側
の部位に接続し、第１のトランジスタ１６のエミッタ及
び第２のトランジスタ１７のコレクタを交流電路３に接
続した点に特徴を有する。尚、第２図では逆流阻止用ダ
イオード７及び８は不要である。
７を交流電路２．３側に移し、第１のトランジスタ１６
のコレクタ及び第２のトランジスタ１７のエミッタを交
流母線２におけるリアクタ１５よりも全波整流回路４側
の部位に接続し、第１のトランジスタ１６のエミッタ及
び第２のトランジスタ１７のコレクタを交流電路３に接
続した点に特徴を有する。尚、第２図では逆流阻止用ダ
イオード７及び８は不要である。
この第２の実施例の動作も前記実施例同様であるが、こ
の実施例のようにチョッパ１８を交流電路２．３側に配
設するようにすれば３倍電圧以上のｎ倍電圧のものにも
適用可能となる。
の実施例のようにチョッパ１８を交流電路２．３側に配
設するようにすれば３倍電圧以上のｎ倍電圧のものにも
適用可能となる。
尚、第１の実施例ではりアクタ１５を交流電路２に介在
させるようにしたが、代りに、第３図に示す本発明の第
３の実施例のように、リアクタ１５をダイオード４２及
び４４の共通接続点とトランジスタ１６のエミッタ及び
トランジスタ１７のコレクタの共通接続点との間に介在
させるようにしてもよい。
させるようにしたが、代りに、第３図に示す本発明の第
３の実施例のように、リアクタ１５をダイオード４２及
び４４の共通接続点とトランジスタ１６のエミッタ及び
トランジスタ１７のコレクタの共通接続点との間に介在
させるようにしてもよい。
その他、本発明は上記し且つ図面に示す実施例にのみ限
定されるものではなく、要旨を逸脱しない範囲内で適宜
変形して実施し得ることは勿論である。
定されるものではなく、要旨を逸脱しない範囲内で適宜
変形して実施し得ることは勿論である。
本発明の直流電源装置は以上説明したように、コンデン
サインプット形の倍電圧整流回路と、リアクタ並びに第
１及び第２のスイッチング素子からなるチョッパと、負
荷電流を電圧に変換する検出手段と、交流電源の交流電
圧を基準電圧とじてこれと前記検出手段の検出電圧とを
比較して前記チョッパの第１及び第２のスイッチング素
子のオン、オフ信号を出力する制御回路とを設けて、負
荷電流を交流電圧波形に追従させるようにしたので、第
１及び第２のスイッチング素子のスイッチングノイブ及
びスイッチングロスの低減を図り得、スイッチング素子
として定格容量の小さなもので済むという優れた効果を
奏するものである。
サインプット形の倍電圧整流回路と、リアクタ並びに第
１及び第２のスイッチング素子からなるチョッパと、負
荷電流を電圧に変換する検出手段と、交流電源の交流電
圧を基準電圧とじてこれと前記検出手段の検出電圧とを
比較して前記チョッパの第１及び第２のスイッチング素
子のオン、オフ信号を出力する制御回路とを設けて、負
荷電流を交流電圧波形に追従させるようにしたので、第
１及び第２のスイッチング素子のスイッチングノイブ及
びスイッチングロスの低減を図り得、スイッチング素子
として定格容量の小さなもので済むという優れた効果を
奏するものである。
第１図、第２図及び第３図は夫々本発明の第１゜第２及
び第３の実施例を示す電気回路図である。 図面中、４は全波整流回路、９はインプット用コンデン
サ、１０は負荷、１１及び１２は倍電圧用コンデンサ、
１３は倍電圧整流回路、１４は無効電力補償回路、１５
はリアクタ、１６及び１７ “は第１及び第２のトラン
ジスタ（第１及び第２のスイッチング素子）、１日はチ
ョッパ、１９は電流変成器（検出手段）、２０は制御回
路を示す。 第 １ 図 第 ２（２１
び第３の実施例を示す電気回路図である。 図面中、４は全波整流回路、９はインプット用コンデン
サ、１０は負荷、１１及び１２は倍電圧用コンデンサ、
１３は倍電圧整流回路、１４は無効電力補償回路、１５
はリアクタ、１６及び１７ “は第１及び第２のトラン
ジスタ（第１及び第２のスイッチング素子）、１日はチ
ョッパ、１９は電流変成器（検出手段）、２０は制御回
路を示す。 第 １ 図 第 ２（２１
Claims (1)
- １、交流電源の交流電圧を倍電圧整流して得た直流電圧
を負荷に与えるコンデンサインプット形の倍電圧整流回
路と、前記交流電源と負荷との間に介在されたリアクタ
並びにこのリアクタに前記交流電源による正半波電流及
び負半波電流を夫々流すための第１及び第２のスイッチ
ング素子からなるチョッパと、前記交流電源と倍電圧整
流回路との間の交流電路に配設され電流を電圧に変換す
る検出手段と、前記交流電源の交流電圧を基準電圧とし
この基準電圧と前記検出手段の検出電圧とを比較して前
記チョッパの第１及び第２のスイッチング素子のオン、
オフ信号を出力する制御回路とを具備してなる直流電源
装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59104049A JPS60247720A (ja) | 1984-05-23 | 1984-05-23 | 直流電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59104049A JPS60247720A (ja) | 1984-05-23 | 1984-05-23 | 直流電源装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS60247720A true JPS60247720A (ja) | 1985-12-07 |
Family
ID=14370355
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59104049A Pending JPS60247720A (ja) | 1984-05-23 | 1984-05-23 | 直流電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS60247720A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6412858A (en) * | 1987-07-02 | 1989-01-17 | Sharp Kk | Stabilizing method for boosting voltage |
| US4853837A (en) * | 1988-08-08 | 1989-08-01 | Zdzislaw Gulczynski | Synchronous switching power supply with flyback converter |
| JPH08202462A (ja) * | 1994-07-13 | 1996-08-09 | Vlt Corp | Ａｃ−ｄｃスイッチングパワーコンバータ |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS573579A (en) * | 1980-06-09 | 1982-01-09 | Hitachi Ltd | Electric-power supply device |
-
1984
- 1984-05-23 JP JP59104049A patent/JPS60247720A/ja active Pending
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS573579A (en) * | 1980-06-09 | 1982-01-09 | Hitachi Ltd | Electric-power supply device |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6412858A (en) * | 1987-07-02 | 1989-01-17 | Sharp Kk | Stabilizing method for boosting voltage |
| US4853837A (en) * | 1988-08-08 | 1989-08-01 | Zdzislaw Gulczynski | Synchronous switching power supply with flyback converter |
| JPH08202462A (ja) * | 1994-07-13 | 1996-08-09 | Vlt Corp | Ａｃ−ｄｃスイッチングパワーコンバータ |
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