JPS60249200A - 音声符号化方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は音声信号の低ビツトレイト波形符号化方式、特
に伝送情報量を１６にビット／秒程度以下となるような
符号化方式に関する。

（従来技術） 音声信号’ｉ１６にビット／秒程度以下の伝送情報量で
符号化するための効果的な方法として、音声信号の駆動
音源信号系列をそれを用いて再生した信号と入力信号と
の誤差最小を条件として短時間毎に探索する方法が知ら
れている。米国ベル電話研究所のビー・ニス・アタール
（Ｂ、８．ＡＴＡＬ）氏らによる、駆動音源信号系列を
複数個のパルスで表わし、その振幅と位相を短時間毎に
符号器側でアナリシスバイ　シンセシス（Ａｎａｌｙａ
ｉｓ−ｂｙ−８ｙｎｔｈｅｓｉｓ　）　；　Ａ　−ｂ　
−Ｓ法によ請求める方式は有効である。これに対する説
明は１９８２年度のアイ・シー９ニーＣニス・ニス・ピ
ー（ＩＣＡ８ＳＰ）の予稿集６１４〜６１７貢、「アニ
ューモデルオブエルピーシーイクサイテイシ目ンフォー
プロデュースイングナチュラルサウンディングスビーチ
アット　ロービット　レイン（Ａ　ｎｅｗｍｏｄｅｌ　
ｏｆ　ＬＰＣｅｘｃｉｔａｔｉｏｎ　ｆｏｒ　ｐｒｏｄ
ｕｃｉｎｇｎａｔｕｒａｌ　ｓｏｕｎｄｉｎｇ　５ｐｅ
ｅｃｈ　ａｔ　ｌｏｗ　ｂｉｔｒａｔｅｓ　）　Ｊ（文
献１）に掲載されているので、ここでは詳細な説明は省
く０文献１の従来方式はパルス系列をめる手段としてＡ
−ｂ−８法を用いているため、演算量が非常に多いとい
う欠点がある。

それに対し特許出願番号昭５７−２３１６０３号明細書
「音声符号化方式」（文献２）−においては、上記パル
ス系列をめるための演算量を大幅に縮少する方式が提案
されている。これらの方式によシ、伝送レイトを１６に
ビット／秒以下とした領域で良好な再生音質が得られる
と報告されている〇ここで前記文献２の従来方式を簡単
に説明する。

１７レーム内に個のパルス系列からなる駆ｆＪＮｉＦ源
系列を次のように表わす。

ｄ（ｎ）＝Σｇｈａ　（ｎ−ｋ　）　ｎ＝Ｏｐ・・・ｐ
　Ｎ−１（１１に＝１ ここでδ（りはクロネッカ（ＫＲＯＮＢＣＫＢＪ’１．
）のδである。Ｎはフレーム長、ｇｋは位置ｌｋＫ立つ
パルスの振幅を表わす。ｄ（ｎ）を合成フィルタに入力
して得られる再生信号”’；＜、＞は、合成フィルタの
予測係数をα、（ｉ　＝ｌ、・・・、Ｍ、Ｍは合成フィ
ルりの次数）とすると、次のように書ける。

ｘ（ｎ）　＝ｄ（ｎ）＋Σαｔ”（ｎｉ）　−（２）ｎ
＝１ 人力音声信号Ｘ（ｎ）と再生信号”；；（、）との１フ
レーム内の重み付き二乗誤差Ｊは Ｊ＝Σ（（、（ｎ）−マ（ｎ＞）＊ｗ（ｎ）Ｊ”　−（
３）ｎ＝。

となる。ここで＊はたたみ込み積分を示す記号であル、
ｗ（ｎ）は重み関数を表わす。重み関数は人力音声信号
と再生信号との聴覚上での誤差を最も小さくするために
導入される０聰宛のマスキング効果によれば、音声エネ
ルギーの大きい帯域では雑音は抑圧される。重み関数は
、誤差にこのような聴覚の特性を考慮した重み付けを行
うものである。

重み関数としては、その２変換Ｗ（Ｚ）を合成アイる（
前記文献ｉ）ｏさらにｘ（ｎ）　、マ（ｎ）の２変換を
それぞれｘ（ｚ）　、ｘ＜ｚ＞とすると（３）式は次の
ように表わされる。

Ｊ　＝　ｌ　Ｘ（Ｚ）Ｗ（、Ｚ）−Ｘ（Ｚ）Ｗ（Ｚ）　
ｌ”　−（４１また、（２）式の関数から気Ｚ）は次の
ようになる。

ｘ（ｚ）＝Ｈ（ｚ）Ｄ（ｚ）　−（５１ここで Ｈ（Ｚ）は合成フィルタのＺ変換、Ｄ（Ｚ）は駆動音源
の２変換である口（５）を（４）に代入するとＪ＝ｌＸ
（Ｚ）Ｗ（Ｚ）−Ｈ（Ｚ）Ｗ（Ｚ）Ｄ（Ｚ１２−（６）
である。

従クチ、Ｘ（Ｚ）Ｗ（Ｚ）とＨ（Ｚ）Ｗ（Ｚ）の逆２変
換の信号をそれぞれｘｗ（ｎ）＝ｘ（ｎ）　４１ｗ（ｎ
）とｈｙ（”）＝ｈ（ｎ）畳ｗ（ｎ）と記すと、（６）
は次のようになる。

（７）式を最小にするような音源パルス系列の振幅ｇｋ
位置ｌ、請求めるのに、（７）式をｇｋで偏微分して０
の関係を利用する。

ここで、ψｘｈ’・）はＸｗ（ｎ）とｈＷ（ｎ）から計
算した相互相関関数列を、　９１ｈ計）はｈＷ（ｎ）の
自己相関々数列をそれぞれ表わし、次のように表わされ
る。

尚ψｈｄ・）は共分散関数とも呼ばれる。

０≦ｌ、≦Ｎ−１−（９１ ０≦１．．１ｊ≦Ｎ−１−（１０） 従来方式は、（８）のｇｋｆｌｙだけの関数とみること
によシ、ｋ番目のパルスの振幅と位置を決めるものであ
る。つま！Ｄ、（８）のＩｇｋｌを最大にするｌｋ′ｔ
−に番目のパルスの位置とし、そのときのｇｋｔｋ番目
のパルスの振幅とするものである。この方式はｇｋが正
確にｌ、だけの関数であれば、（７）式を最も小さくす
る音源パルス系列が計算されるが、実際の音声信号はそ
の限夛でなく、一般にｇ、は、２１．１２．・・・、ｌ
ｋなどの関数である。

第１図は、文献２の従来方式を示すブロック図である。

第２図は、音源パルス系列計算回路１４０で文献２の従
来方式に従い行われる音源パルス系列の振幅ｇｙｔ位置
／に請求める処理手順を表わす流れ図である。以後第１
図に示す文献２従来方式の実施例の構成要素と第２図に
示す文献２従来方弐による音源パルス系列探索アルゴリ
ズムについて詳述する。第１図において各構成要素は１
フレーム毎に処理を行う。１００は符号器入力端子を示
し、Ａ／Ｄ変換された音声信号系列ｘ（ｎ）が入力され
る０１１０はバックアメモリ回路で、音声信号系列を１
７レ一ム分蓄積する。Ｋパラメータ計算回路１８０は、
バッファメモリ回路１１０に蓄積された音声信号ｘ（ｎ
）を入力し、あらかじめ定められた数だけにパラメータ
に、（１≦ｉ≦Ｍｉ計算する。この値はにパラメータ符
号化回路１９０に出力される。Ｋパラメータ符号化回路
１９０は、例えばあらかじめ定められた量子化ビット数
に基づいてに、を符号化シ、ソの符号Ｉｋｉをマルチプ
レクサ１６０へ出力する。またにパラメータ符号化回路
１９０は、■ｋＩを復号化し、復号値Ｘ；（１≦ｉ≦Ｍ
）をインパルス応答計算回路１２０と重み付は回路２０
０へ出力する。

重み付は回路２００は、入力音声信号ｘ（ｎ）とにパラ
メータ復号値に／、　を入力し、合成フィルタの周波数
特性に依存した重み関数ｗ（ｎ）を用い、前述の−Ｗ（
ｎ）を計算し、得られたｘｗ（ｎ滓相互相関々数計算回
路１３５へ出力する。インパルス応答計算回路１２０は
、Ｙ、　を入力し、前述のｈＷ（ｎ）　（インパルス応
答と前述の重み関数のたたみ込み積分）ｔ一定められた
サンプル数だけ計算し請求まったｈｗ（ｎ）を共分散関
数計算回路１３０と相互相関関数計算回路１３５とへ出
力する０共分散関数計算回路１３０は、あらかじめ定め
られたサンプル数のり、（ｎ　琢入力し、前述の（１０
）式に従ってψｈｈ（’；−７ｊＸＯ≦匂。

／ｊ≦Ｎ−１）ｆｔ計算し、これを音源パルス系列計算
回路１４０へ出力する。相互相関関数計算回路１３５は
、入力されたＸｗ（ｎ）とｈｗ（ｎ）との相互相関関数
を計算し音源パルス系列計算回路１４０へ出力する。次
に音源パルス系列計算回路の説明をする。

音源パルス系列計算回路１４０は、相互相関々数計算回
路１３５からψ、、（７，ＸＯ≦ｌ、≦Ｎ−１）を、共
分散関数計算回路１３０からψｈｈ（’ｉ’ρ（０≦１
．。

１）≦Ｎ−１）をそれぞれ入力し、前述のパルス計算ア
ルゴリズム（８）式を用いて音源パルス系列の振幅量及
び位置Ｅ、を計算する。第２図は、文献２の従来方式に
おける音源パルス系列計算回路１４０で行なわれる処理
手順を表わす流れ図である。１つ目のパルスは（８）式
において、Ｋ−１とおき振幅ｇ、を位置ｌ、の関数、ｇ
＋＝ψ、Ｈ（４）／ψｈｈ（４＋　ｒ　ｉ＋　）として
表わす。次に、Ｉｇｔｌｆ、最大にするｌ、を選び、そ
の際の’ｓ　Ｆ　ｇｌ　ｔ　１番目のパルス位置及び振
幅とする。２番目のパルスは、（８）式においてに＝２
とおき、Ｉｇｔｌを最大にするｌ、を選び、その際の’
ｔｒ　ｇｔ　’ｉｆ　２番目のパルスの位置及び振幅と
する。

３番目以降のパルスも同様にして計算し、あらかじめ定
まったパルス数に達するまで続ける。第２図において、
１はパルスの個数を計算する計算カウンター′ｔ−１に
初期化する。２．は比較であシ、パルスの個数があらか
じめ定められた個数よシ大きいか小さいか全判断し、定
められた個数よシ大きければ、パルス系列計算の処理を
終える。３．は（８）式の計算を行うもので、（８）式
において、Ｇｙ・・・。

′？に−Ｊ、及びｇｌ、・・・ｔｇＱ−１ｆｔ既知とし
、１ｇ、１を最大にする請求め、そのときのｇｋ　＃　
’ｋをに番目のに パルスの振幅と位置として出力する。４、は加算器で、
パルスの個数を計算する計算カウンターの内容を１つふ
やす。以上で音源パルス計算回路１４０の説明を終える
。

第１図に戻って、符号化回路１５０は、音源パルス計算
回路１４０の出力であるパルス系列の振幅ｇｋ及び位置
ｔｋを入力し、それらを符号化する。振幅ｇ、や位ｔｌ
、の符号化については従来よく知られている方法を用い
ることができる。振幅ｇ、については１例えば、１フレ
ーム内のパルス系列の振幅の最大値を正規化係数として
、この値で各パルスの振幅を正規化し、その後量子化、
符号化する方法が考えられる。位ｔｚｋについては、例
えばファクシミリ信号符号化の分野でよく知られている
ランレングス符号化を用いることが考えられる。これは
符号″０”の続く長さをあらかじめ定められた符号系列
を用いて表わすものである。マルチプレクサ１６０は、
Ｋパラメータ符号化回路１９０の出力符号と符号化回路
１５０の出力符号を入力し、これらを組み合わせて、送
信側出力端子１７０から通信路へ出力する０（従来技術
の問題点） 以上、文献２従来方式において提案された駆動音源パル
ス系列探索法について述べた。文献２従来方式は、音源
パルス系列の振幅と位置とをめるアルゴリズムにおいて
、パルス振幅はそのパルスが立つ位置だけの関数という
仮定をおいている口しかし、実際の音声信号に対しては
前述の仮定は成シ立だず、文献２従来方式において音源
パルス系列をめるために使用した前記（８）式にあるｇ
、は一般にｌｏ、・・・、！、’ｌどの関数となる。し
たがって。

文献２従来方式により決定された音源パルス系列は、前
記（７）式のＪを真に小さくするものではなく、更に適
した音源パルス系列が存在する。また従来方式では、音
源パルス系列の振幅を全て決定してから量子化している
。このような量子化では、振幅量子化によって生じる量
子化誤差をすくうことができない。さらにこのような音
源パルス系列を直接量子化する方法では、量子化特性は
音源パルス系列の振幅の量子化幅に大きく依存しておシ
、良い量子化特性を得るためＫは音源パルス系列の振幅
に多くの情報量を割合でなければならない。

したがって、駆動音源信号系列を複数のパルスで表わす
方式において、伝送レイトが１６にビット／秒程度以下
の領域で更に良い音声品質を得るためには、よシ適した
音源パルス系列の振幅と位置とをめることと、振幅の量
子化によ）生じる量子化雑音をすくうような音源パルス
探索アルゴリズムを用いることが必要となる。

（発明の目的） 本発明の目的は、１６にビット／秒程度の伝送レートに
適した高品質な音声符号化方式を提供することである。

（発明の構成） 本発明によれば、離散的音声信号系列を入力し前記音声
信号系列な短時間毎に分割した短時間音声信号系列をめ
、前記短時間音声信号系列からスペクトル包絡を表わす
パラメータを抽出して符号化し、前記スペクトル包絡に
対応するインパルス応答系列を計算し、前記短時間音声
信号系列の駆動音源信号系列として適した音源パルス系
列を記述するパラメータを逐次的にめる際新たに定める
音源パルスの位置に相当する位相の遅れた前記インパル
ス応答系列を逐次直交化しながら前記短時間音声信号系
列を用いて新たに定める音源パルスの位置を決定し前記
直交化された信号系列と前記短時間信号系列とのあらか
じめ定められた時間に渡る積和を計算し前記計算された
積和を量子化し前記量子化された積和と前記決定した音
源パルスの位置とから駆動音源系列を記述するパラメー
タをめこれを符号化し、前記哀ベクトル包絡を表わすパ
ラメータの符号と前記駆動音源パルス系列を記述するパ
ラメータの符号とを組み合わせて符号化することを特徴
とする音声符号化方式が得られる。

また本発明によれば、離散的音声信号系列を入力し前記
音声信号系列を短時間毎に分割した短時間音声信号系列
をめる、前記短時間音声信号系列からスペクトル包絡を
表わすパラメータを抽出して符号化し、前記スペクトル
包絡にあらかじめ定められだ補正を加えたスペクトルを
もつインパルス応答系列を計算し、前記短時間音声信号
系列に前記あらかじめ定められた補正を加えた短時間音
声信号系列を計算し、前記短時間音声信号系列の駆動音
源として適した音源パルス系列記述するパラメータを逐
次的にめる際に新たに定める音源パルスの位置に相当す
る位相の遅れた前記補正を加えたスペクトルをもつイン
パルス応答系列を逐次直交化しながら前記補正を加えた
短時間音声信号系列を用いて新たに定める音源パルスの
位置を決定し前記補正を加えた短時間音声信号系列と前
記直交化された信号系列とのあらかじめ定められた時間
に渡る積和を計算し前記計算された積和を量子化し前記
量子化した積和と前記決定した音源パルスの位置とから
駆動音の系列を記述するパラメータをめこれを符号化し
、前記スペクトル包絡を表わすパラメータの符号と前記
駆動音源パルス系列を記述する符号とを組み合わせて符
号化することを特徴とする音声符号化方式が得られる〇
（発明の原理） 本発明による音声符号化方式は、上記音源パルス系列の
表現方法とそれらをめるアルゴリズム及び量子化方法に
特徴がある。したがって、以後（７）式が与えられたと
きにＪを最も小さくする音源パルス系列の振幅ｇ、、に
＝１．・・・、にと位置ｌ、。

ｋ＝１．・・・、Ｋを逐次求める本発明のアルゴリズム
について説明するＯ Ｋ個のパルスが加わったときの重み付き二乗誤差を表わ
す式 １　をｇ、、ｋ　＝１．・・・、にで偏微分して０とお
くと−（１２） ここで、内積および二乗誤差を と表わすことにすると、（１２）式は ｈｗ　（ｎ　ｌρ＞　ｙ　ｋ”　１　ｐ　”’　Ｐ　Ｋ
　、−（１５） （１５）式の関係ｅ　（１１）式に代入すると−（１６
） となる。（１１）式において、位相の異なるｈｗ（ｎ−
’ｋ）　ｅ　ｋ””１　、’・・、にの群（ｈｗ（ｎ−
／？、））は一般に直交系を為さない０すなわち （ｈｗ（ｎ−１４）　、　ｈｗ（ｎ−１ρ＞’＝Ｏ、ｉ
　’＝ｊ　−（１７）という関係がある。そこで、（１
１）式のＪｆ小さくする（ｚＪｙｋ　ｋに関し逐次求め
るために、（ｈ−（ｎ　ｌｋ月を直交系列（η、（ｎ）
）に逐次変換していくことを考える０この逐次変換にシ
ュミット（ＳＣＨＩＭＤＴ）の直交化を用いると次のよ
うになる。

ηＩ（ｎ）　＝　ｈｗ（ｎ−４） ＝ｈ、（ｎ−ｌｚ）　ｂＨ’７＋（ｎ）＝ｈｗ（ｎ　ｌ
ｚ　）−ｂｓ　ｔηｔ（ｎ）　ｂａｔη、（ｎ）−（１
８） このシュミットの直交化はｈＷ（ｎ　／ｋ）から（ｈＷ
（ｎ−１θＬ　ｉ：ｉ　、−、に−１との相関を除くこ
とと等価である０（η、（ｎ））は次のような直交関係
くη、（ｎ）　、ηｉ　（ｎ　）〉＝ＯｉＳ　ｊ　（１
９）をなすので、（ｇｋ（ｎ））でｘＷ（ｎ）を線形最
小二乗近似したときの誤差は −（２０） となる（−松信著、近似式、２４頁、竹内書店（昭３８
）、文献３）。ここで、さらにξｈ＝＜ｘ−Ｃｎ）、η
１（ｎ）＞　−（２１）とおくと、（２０）式は 逐次過程にお騒て、”Ｉ？・・・ｔ’に−１が決定され
ているとすると（１８）式の漸化式よシη、（ｎ）、・
・・、η、　、（ｎ）まで計算されていることになる。

よってに番目のパルス位置ｌｋは（２２）式の二乗誤差
を最も小さくするように、つまシ を最大にするものとして決定される。

また、ξ、は（１８）式と（２１）成上からと等価であ
る口したがって、（２１）式と（２３）式とからξ２．
ｌ、が定まるたびにξ、全量子化し、ｌ、をめる’（２
５）式において量子化されたξ、、ｉ＝ｌ、・・・。

ｋ−、−１ｔ−用いればξ、、ｉ＝ｌ、・・・、に−１
の量子化効を最大にするものとしてめる。

１、・・・、にとｊ？に、　ｋ＝ワマｔ”表わす符号と
を伝送パラメータとするものである〇 一方鴫ξに、に＝１．Ｈ、にと’に、に＝１．・・・、
にとが決定されればｓ　ｇｋ、に＝１　、・・・、には
次のように計算される。まず（１６）式と（２０）式と
の比較からに Σｇｋ（ｘｗ（ｎ　）　、　ｈｗ（ｎ−１，）：＞＝１
（＝１ という関係がある。この式に、　（１８）式にある（　
ｈｗ（ｎ−Ｊｋ）　）と（ｇｋ（ｎ月との関係式％式％
２８） を代入すると 但し、ｂｏ、＝１．ｂｉｊ＝Ｏ１＜ｊ ■ とする。（頷）式の両辺を比較することから、よって、
（ξ、）を用いると（ｇ、）はによって計算される。受
信側では符号化されたξ□、　ｋ＝１　、・・・２にと
Ｊ、　、　ｋ＝１　、・・・、にとを受けとり、それら
を復号して（３１）式からｇ、　、　ｋ＝１　、・・・
、Ｋを計算する０以上で本発明のアルゴリズムに関する
説明を終える。

（実施例） 本発明による音声符号化方式の実施例を図を用いて説明
する。第３図（ａｌは送信側のブロック図、第３図（ｂ
）は受信側のブロック図を示す。第３図（ａ）において
、５００は符号様入力端子を示し離散的な音声信号系列
ｘ（ｎ）が入力される０３１０は音声信号系列を−フレ
ーム分蓄積するノ（ラフアメモリ回路であるｏ３２０は
にパラメータ計算回路で、）ぐラフアメモリ回路３２０
に蓄積された音声信号ｘ（ｎ）を入力し、あらかじめ定
められた数だけにパラメータを計算する。この値はにパ
ラメータ符号化回路３３０に出力される。Ｋパラメータ
符号化回路は、あらかじめ定められた量子化ビット数に
基づいてにパラメータを符号化し、それをマルチプレク
サ５１０へ出力する。またにパラメータ符号化回路は、
符号化され九にパラメータを復号化し復号化値を重み付
は回路３４０と、インパルス応答系列計算回路３５０へ
出力する０重み付は回路３４０は、入力音声信号ｘ（ｎ
）と３３０からのにパラメータの復号値を入力し、合成
フィルタの周波数特性に依存した重み関数ｗ（ｎ）を用
い、前述のｘＷ（ｎ）　（音声信号系列、（ｎ）と重み
関数ｗ（ｎ）とのたたみ込み）を計算し、それを音源パ
ルス系列のパラメータ計算回路３６０へ出力する０イン
パルス応答系列計算回路３５０は、３３０からのにパラ
メータの復号値を入力し、前述のｈＷ（ｎ）（合成フィ
ルタのインパルス応答系列ｈ（ｎ）と重み関数ｗ（ｎ）
とのたたみ込み）を定められたサンプル数だけ計算し請
求まったｈｗ（ｎ　）を音源パルス系列のパラメータ計
算回路３６０へ出力する。次に音源パルス系列のノ？ラ
メータ計算回路３６０を説明する。この回路は、重み付
き回路３４０から”ｗ（”）　’に重み付きインパルス
応答系列計算回路３５０からｈＷ（ｎ）をそれぞれ入力
し、前述のアルゴリズム（１８）式、（２１）式、（２
５）式を用いて、音源パルス系列を表わすパラメータ（
Ｊ、）　、　（ξ、）を計算する０第４図は、音源パル
ス系列のパラメータ計算回路３６０で行われる処理手順
を表わす流れ図である。５は初期値を設定するもので、
前記（１８）式、（２１）式ｔ　（２６）式においてに
＝１とおいた値を計算するものである。（１８）式から
ηｔ（ｎ）ｔ（２１）式からξ、　−＜、ｗ（ｎ）　、
ηｔ（ｎ）＞’（ｉ−計算し、（２６）式よ）ξ普／く
η、（、）　、η、（、）＞が最大になるｚ、を決定す
る。６は加算で、パルス数を表わすｋの値を一つふやす
ものである０７は比較で、計算されるパルス数があらか
じめ定められた数よシ大きいか小さいか會判断し、定め
られた数より大きくなったらパルス位置會計算する処理
をやめるｏ８は前記（１８）式と（２６）式を計算する
ものもので、（１８）式よシη、（ｎ）　’（ｆ、（２
６）式より　（＜Ｘｗ（ｒ＋）　、　ｈＷ（ｎ−Ｊｋ）
）音源パルスの位置ｌｋをめるもので、前記（２６）式
を最大にするｌ、を音源パルスの位置とする。１０はξ
、をめるもので、前記（２１）式からξ、を計算しそれ
を量子化してξ、を得る。（ξ、）の量子化には種々の
方法が考えられる。例えば、１番目にまった１ξ、１を
正規化係数としてξ、を次からまる（ξ、）を正規化し
順次一様量子化する方法、あるいは１ξ、１を初期値と
し１ξ、−１１と１ξ、１ｉ＝２゜・・・、にとの差を
順次量子化し符号は保存する方法等が考えられる。以上
で音源パルス系列のパラメータ計算回路３６０の説明を
終える０ 第３図（、）に戻って、符号化回路３７０は、音源パル
ス系列のパラメータ計算回路の出力である△ 工夫が考えられるｏしかし、（ξ、）は逐次直交変換に
より定められた値であるので、符号化のとき直交化され
た順序を復号側でわかるようにしなければならない。例
として、ｔ？、　）に対応する順に（ｌｋ）　’ｆｒラ
ンレングス符号化する方法が考えられる。

他１例として、＋？、）には、ｉ（ｊならば、という順
序関係が存在するので、（２）を符号化しやすい順序に
並らびかえて符号化し、（ｅ）を変換して伝送し、復号
側で（’？、　）を（３２）式に従ってもとの１−序に
もどす符号化方法が考えられる。但し、１仝、　ｌ　＝
　１’？、＋、１となる状態が生じる可能性があるため
（仝□）の符号にも符号を＆ｌｒ　ｐ　’Ｕてなければ
ならない。マルチプレクサ３８０　Ｕ　Ｋパラメータ符
号化回路の出力符号と符号化回路３７０の出力符号を入
力し、これらを組み合わせて送信側出力端子５１０から
通信路へ出力する。

次に第３［＆］（ｂｌに座す受信側の説明を行う０デマ
ルチプレクサ３９０は受信側入力端子５２０全通して符
号を入力し、Ｋパラメータを表わす符号と音源パルス系
列を表わす符号とを分離して、Ｋ）く２メータを表わす
符号を復号器４００へ、音源／（ルス系列を表わす符号
を復号器４１０へそれぞれ出力する。

復号器４００は、デマルチプレクサ３９０より入力され
九にパラメータを表わす符号を復号し、インノくルス応
答系列計算回路４２０と音声再生回路４５０へ出力する
。復号器４１０は音源パルス系列を表わす符号をデマル
チプレクサ３９０よシ入力し、音源）（ルス系列のパラ
メータ（ｌ−と（ξ□）とに復号する０インパルス応答
系列計算回路４２０は、復号化されたにパラメータを入
力して前述の重み付きインパルス応答系列り、（ｎ）を
討算し、それを直交変換回路４３０へ出力する。直交変
換回路４３０Ｆｉ、重み付きインパルス応答系列ｈｗ　
（ｎ　）と復号器４１０の出力（ｌｋ）とを入力し、前
記（１８）式の漸化式により直交系列（η１．（ｎ月及
び前記（２８）式に示した、変換行列（ｂ、）を計算す
る。音源パルス振幅計算回路４４０は、直交変換回路４
３０あ出力である（ηｋ（ｎ））。

（ｂｉｊ）と復号器４１０の出力である（ξ、）とから
前記（２９）式を用いて音源パルスの振幅（ｇｋ）を計
算し、それを音声再生回路４５０へ出力する。音声再生
回路４５０は、復号器４００の出力であるにパラメータ
から合成フィルタを計算し、合成フィルタの入力となる
駆動音源系列を復号器４１０の出力（ｌ、）と音源パル
ス振幅計算回路の出力（ｇｋ）とから計算し、前記計算
された合成フィルタに前記計算された駆動音源系列を入
力として加えて再生音声信号系列を計算し、出力端子５
３０へ出力する。

以上、本発明の一実施例について述べた。ここで述べた
実施例では、（ξ、）として＜ｘｗ（ｎ）　。

ηｋ（ｎ）〉を用いたが、ξ、としては〈ｘｗ（ｎ）。

η１（ｎ）＞ｋ含むものならなんでもよく、例えば（ｘ
ｗ（ｎ）、ηｋ（ｎ）〉／１ηｋ（ｎ月や＜Ｘ（ｎ）、
ηｋ　（、）＞／〈ηｋ（ｎ）　、ηｋ（ｎ）〉として
もよい。また、合成フィルタのインパルス応答系列ｈｖ
ｖ（ｎ　）は指数関数的に減衰１〜ていく。そこでｌ／
、−ｚＪｌの値が大きいところでけｈ　、（ｎ　ｉ　ｉ
）とり、ｖ（ｎ　／ρとの相関は小さいと言えるりそこ
で前記（１８）式漸化式においてＩｚｉ−ｚ、ｌの値が
あらかじめ定められた値よシ大きいときは、（１８）式
の相関除去の操作を行なわなくとも近似的に直交化した
系列（η、（ｎ））が計算できる０このような構成は直
交化に要する演算を大幅に減少させることができる０ また、本発明の作用・原理で述べたアルゴリズムにおい
て、＜”ｗ（”）　ｆ　ｂ−（ｎ−ｌ！１））＝ψｘ　
ｈ（ｌ　ｉ）　ｙ（ｈｗ（ｎ　／、）　、　ｈ、、（ｎ
　／ρ〉＝ψｈｈ（’ｉ　９　’ρであるから、はじめ
にφｘＨ（’ｉ）ｙψｈｈ（’ｉ、ｌ！ρな計算してお
いても本発明を実現できる。前記（ｂ−１前記（くηｋ
（ｎＬηｋ（ｎ）＞、前記（ξ、）、前記（１，）とψ
ｘ　Ｂ　（１，）　ｐψｈｈ（’ｉｔ’ρとの関係は以
下のように表現できる。まず、前記（１８）式と前記（
１９）式とから 以・下余白 次に前記（２６）式から 前記（３１）式と前記（３２）式とを利用して、ψｘｂ
”ｉ）とψｈｈ”ｉ　ｔ　ｔｊ）から本発明で重要なパ
ラメータである（１．）　ｔ　Ｉξ□）−（ｇｌ）をめ
るアルゴリズム−は判許出願番号昭５８−１５０７８３
　”音声狩号化方法“（文献４）１Ｃ詳しい。文献４に
おける（１７）式、（１８）式にある（ｖ、Ｊ）が本明
細書にある（１８）式の（ｂｉＪ）に等しい。また文献
４における（１９）式。

（２０）式の（ｄ、）が本明細書にある（くη１（ｎ）
　ｐη、（ｎ）＞）に等しい・ま泥文献４における（２
５）式、（２６）式の（ｙｋ）が本明細書にある前記（
２１）式の（ξ、）に等しい。また位置ｔ、をめるため
の文献４における（２８）式が本明細書にある前記（２
３）式に等しい。さらに振幅（ｇ、）をめるための文献
４における（３１）式、　（３２）式が本明細書にある
前記（３１）式に等しい。

前述までの本発明の音源パルス系列の計算はフレーム単
位で行なったが、フレームをいくつかのサブフレームに
分割しそのサブフレーム毎にパルス系列を計算するよう
な構成にしてもよい。この構成によれば、フレーム分割
数をｍとすると第３図に示した構成に比べて演算量を大
略１７　ｍ倍することができる。

また、以上説明した構成例においてはフレーム長を一定
にしたが、これは可変にしてもよい口可変にした方が特
性は向上する。また、短時間音声信号系列のスペクトル
包絡を表わすパラメータとしてはにパラメータを用いた
が、これはよく知られている他のパラメータ（例えばＬ
ＳＦパラメータ等）を用いてもよい０更に前述の重み関
数Ｗ（、）は本発明を実施する上に必要な要素ではなく
、なくてもよい。しかし人間の聴覚特性を考慮した重み
関Ｐｗ（ｎ）を加えることにより、本発明の効果をさら
に大きくできる。

（発明の効果） 本発明の構成によれば、音源パルス系列のパラメータ計
算において（２６）式によりｐｓ−・・・、ｌ！□−０
およびξＩ、・・・、ξ　の量子化を考慮した最適な位
置ｌ。

−１ を逐次求めていき、　（３１１，）式により位置（ｌ、
）および（ξ、）の量子化を考慮した最適な振幅を決定
するため、文献２の従来方式に見るようなパルスの振幅
をそのパルスが立つ位置だけの関数とみるのとは異なシ
、二乗誤差を小さくするという意味でよル適した音源パ
ルス系列を得ることができる。

したがって、従来方式よシ良好な音質が得られるという
効果がある。また、本発明の構成のように、インパルス
応答系列の振幅を一制して量子化するのではなくインパ
ルス応答系列を逐次直交化する逐次過程で直交系列の振
幅の量子化を含むものは、振幅量子化によって生じる量
子化誤差を逐次量子化過程で補償することができ従来方
式よシもすぐれた量子化特性を示すという効果がある。

【図面の簡単な説明】 第１図は従来方式を実現する一実施例を示すブロック図
、第２図は従来方式による音源パルス不動計算回路で行
う処理手順を示す流れ図、第３図（ａｌｌ　（ｂ）は本
発面の一実施例を示すブロック図、第４図は本発明にお
ける音源パルス系列のパラメータ計算回路で行う処理手
順を示す流れ図である。 図において、　ｉｉｏ　、　３１０・・・バッファメモ
リ回路、１２０　、３５０　、４２０・・・インパルス
応答系列計算回路、１３０・・・共分散関数計算回路、
１３５・・・相互相関々数列計算回路、１４０・・・音
源パルス系列計算回路、１５０　、３７０・・・符号化
回路、１６０．３８０・・・マルチプレクサ、１８０　
、３２０・・・Ｋパラメータ計算回路、１９０゜３３０
・・・Ｋバジメータ符号化回路、　２００　、３４０・
・・重み付は回路、３６０・・−音源パルス系列のパラ
メータ計算回路、３９０・・・デマルチプレクサ、４０
０　、４１０・・・復号器、４３０・・・直交変換回路
、４４０・・・音源パルス振幅計算回路、４５０・・・
音声再生回路、１・・・初期化、２・・・比較、３・・
・パルス計算、４・・・加算、５・・・初期化、６・・
・加算、７・・・比較、８・・・音源パルス系列のパラ
メータ計算、９・・・最大値検出、１０・・・音源パル
ス系列のパラメータ計算と量子化をそれぞれ示す。 ｆｕｆ、Ａ　ｎＥ□ｒ□ｒ　ｒｙ、　’會　パフ２図 ７４図 ０００

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. （１）　離散的音声信号系列を入力し前記音声信号系列
   を短時間毎に分割した短時間音声信号系列をめ、前記短
   時間音声信号系列からスペクトル包絡を表わすパラメー
   タを抽出して符号化し、前記スペクトル包絡に対応する
   インパルス応答系列を計算し、前記短時間音声信号系列
   の駆動音源信号系列として適した音源パルス系列を記述
   するパラメータを逐次的にめる際に、新たに定める音源
   パルスの位置に相当する位相の遅れた前記インパルス応
   答系列を逐次直交化しながら前記短時間音声信号系列を
   用いて新たに定める音源パルスの位置を決定し、前記直
   交化された信号系列と前記短時間信号系列とのあらかじ
   め定められた時間に渡る積和を計算し量子化することに
   より前記音源パルス系列を記述するパラメータである前
   記音源パルスの位置と前記量子化された積和とをめ、前
   記音源パルスと前記量子化された積和とを符号化し、前
   記スペクトル包絡を表わすパラメータの符号と前記音源
   パルス系列を記述するパラメータの符号とを組み合わせ
   ることによシ前記離散的音声信号系列を符号化すること
   を特徴とする音声符号化方式口
2. （２）　離散的音声信号系列を入力し前記音声信号系列
   を短時間毎に分割した短時間音声信号系列をめ、前記短
   時間音声信号系列からスペクトル包絡を表わすパラメー
   タを抽出して符号化し、前記スペクトル包絡にあらか、
   じめ定められた補正を加えたスペクトル會もつインパル
   ス応答系列を計算し、前記短時間音声信号系列に前記あ
   らかじめ定められた補正を加えた短時間音声信号系列を
   計算し、前記短時間音声信号系列の駆動音源として適し
   た音源パルス系列記述するパラメータを逐次的にめる際
   に、新たに定める音源パルスの位置に相当する位相の遅
   れたインパルス応答系列を逐次直交化しながら前記補正
   を加えた短時間音声信号系列を用いて新たに定める音源
   パルスの位置を決定し、前記補正を加えた短時間音声信
   号系列と前記直交化された信号系列とのあらかじめ定め
   られた時間に渡る積和を計算し、前記積和を量子化し前
   記量子化した積和と前記決定した音源パルスの位置とを
   符号化し、前記スペクトル包絡を表わすパラメータの符
   号と前記音源パルスの位置を示す符号と前記量子化され
   た積和を示す符号とを組み合わせることによシ前記離散
   的音声信号系列を一符号化すること全特徴とする音声符
   号化方式。