JPS60257773A - インバ−タの制御回路 - Google Patents
インバ−タの制御回路Info
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- JPS60257773A JPS60257773A JP59112724A JP11272484A JPS60257773A JP S60257773 A JPS60257773 A JP S60257773A JP 59112724 A JP59112724 A JP 59112724A JP 11272484 A JP11272484 A JP 11272484A JP S60257773 A JPS60257773 A JP S60257773A
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- circuit
- signal
- voltage
- inverter
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output
- H02M7/42—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/53—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M7/537—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
- H02M7/5387—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
- H02M7/53871—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は、直流電圧を正弦波交流電圧に変換するインバ
ータ装置に関し、特にこの装置のスイ。
ータ装置に関し、特にこの装置のスイ。
チ素子をパルス幅変ＩＩ信号て開閉制御”するインバー
タ制御回路に関する分野に利用される。
タ制御回路に関する分野に利用される。
第５図は、従来から使用されているインバータの主回路
の構成を示すブロック構成図である。
の構成を示すブロック構成図である。
第５図で、変換回路２は制御信号により開閉制御される
半導体スイッチ素子３１〜３４を備え、この回路で直流
電源】の直流は交流に変換される。
半導体スイッチ素子３１〜３４を備え、この回路で直流
電源】の直流は交流に変換される。
すなわち、この回路では、スイッチ３１および３４が開
きスイッチ３□および３３が閉している期間に、直流電
源１から電圧レヘルＥの正弦波電圧がフィルタ４に与え
られ、またスイ・ッチ３．および３４が閉しスイッチ３
２および３３が開いている期間に、電圧レヘルＥの負極
性電圧がフィルタに与えられるので、スイッチ３１およ
び３４の対と、スイッチ３□および３：ｌの対との交互
開閉により変換回路２の出力にパルス状の交流電圧が得
られる。この交流電圧はフィルタ４を介して正弦波交流
電圧に変換され負荷５に供給される。
きスイッチ３□および３３が閉している期間に、直流電
源１から電圧レヘルＥの正弦波電圧がフィルタ４に与え
られ、またスイ・ッチ３．および３４が閉しスイッチ３
２および３３が開いている期間に、電圧レヘルＥの負極
性電圧がフィルタに与えられるので、スイッチ３１およ
び３４の対と、スイッチ３□および３：ｌの対との交互
開閉により変換回路２の出力にパルス状の交流電圧が得
られる。この交流電圧はフィルタ４を介して正弦波交流
電圧に変換され負荷５に供給される。
このスイノチイングして得た変換回路２の交流出力電圧
は基本正弦波交流成分の他に多量の高調波成分を含む。
は基本正弦波交流成分の他に多量の高調波成分を含む。
この高調波成分に、例えば第三次、第三次などの社較的
次数の低い高調波があると大容量のフィルタ４が必要と
なり、また、インバータの過渡応答特性なとが低下する
。この欠点を緩和する方法として、インハーク制御回路
によりスイッチ３□〜３４の開閉動作に種々のパターン
を与えて、スイッヂ回絡の出力に低次の高調波を」ニレ
させないようにする方法が知られている。
次数の低い高調波があると大容量のフィルタ４が必要と
なり、また、インバータの過渡応答特性なとが低下する
。この欠点を緩和する方法として、インハーク制御回路
によりスイッチ３□〜３４の開閉動作に種々のパターン
を与えて、スイッヂ回絡の出力に低次の高調波を」ニレ
させないようにする方法が知られている。
第６図はこの種の従来例インバータ制御回路のブロック
構成図である。
構成図である。
この従来例回路では、インバータの正弦波交流電圧Ｖを
整流回路１１ζ整流した後に、平滑回路］２を介してリ
ップルの少ない直流電圧に変換し７、直流型基準電圧ａ
］Ｏのｗ準電工と比較するところに特徴がある。しかし
、このような回路では、平滑回路１２がローパスフィル
タとして作用するので、インバータの出力の正弦波交流
電圧の波形に負、荷の影響で高調波成分か生じても、Ｔ
滑回路１２てはそれが減衰して出力しない。したがって
、外部の負荷などによって生しまたインバータの出力電
圧波形の歪を補正することができない欠点があった。
整流回路１１ζ整流した後に、平滑回路］２を介してリ
ップルの少ない直流電圧に変換し７、直流型基準電圧ａ
］Ｏのｗ準電工と比較するところに特徴がある。しかし
、このような回路では、平滑回路１２がローパスフィル
タとして作用するので、インバータの出力の正弦波交流
電圧の波形に負、荷の影響で高調波成分か生じても、Ｔ
滑回路１２てはそれが減衰して出力しない。したがって
、外部の負荷などによって生しまたインバータの出力電
圧波形の歪を補正することができない欠点があった。
また、負荷の大きさが２激に変化したときに生じるイン
バータの出力電圧のレヘル変動も平滑回路１２で減衰す
る。し、たがって、インハーク出力電圧が補正されて正
規の電圧に復帰するまでに数サイクルの時間を必要とし
、出力電力の過渡変動振幅が大きく、かつ長時間継続す
る欠点があった。
バータの出力電圧のレヘル変動も平滑回路１２で減衰す
る。し、たがって、インハーク出力電圧が補正されて正
規の電圧に復帰するまでに数サイクルの時間を必要とし
、出力電力の過渡変動振幅が大きく、かつ長時間継続す
る欠点があった。
本発明は、」−記の欠点を解消するものであり、負荷変
動などによりインハークの交流出力電圧が変動した場合
に、この変動を迅速に検知し直ちに補正してインバータ
出力レヘルの過渡変動を抑圧し、また、整定時の電圧精
度も高い正弦波交流電圧を出力するインバータの制御回
路を提供することを目的とする。
動などによりインハークの交流出力電圧が変動した場合
に、この変動を迅速に検知し直ちに補正してインバータ
出力レヘルの過渡変動を抑圧し、また、整定時の電圧精
度も高い正弦波交流電圧を出力するインバータの制御回
路を提供することを目的とする。
（文献）
振幅調整か行える正弦波発生器の詳細についてはインハ
ークの基準波発生器（特願昭５８−２６２９８ ）に記
載されている。
ークの基準波発生器（特願昭５８−２６２９８ ）に記
載されている。
本発明は、直流電源と、パルス幅変調されたｉｌｉ制御
信号により開閉制御される複数のスイノナ素子からなり
、このスイッチ素子の開閉制御によりに配置流電源の直
流出力をパルス幅制御交流出力に変換する変換回路と、
この変換回路のパルス幅制御交流出力から基本波周波数
を含む成分を抽出して装置の交流出力とするフィルタ回
路と、この交流出力電圧を帰還した帰還信号に基ついて
変調信号を発生し、この変調信号により搬送波信’ｉ９
をパルス幅変調して得られた信号に基ついて］−記制御
信号を発生ずるインバータ制？Ｊｎ回路とを錨えたイン
バータで、前述の問題点を解決するだめの手段として、
−１−記インハータ制御回ｊ路は、直流基４（、電圧源
と、上記交流出力電圧を直流信号に変換する変換手段と
、この直流信号電圧と」＝配置流基準ｉＨ圧との差信号
を）を成する第一の演算手段と８、−の差信号により振
幅変調された正弦波を生成する変調手段と、この振幅変
調された正弦波と上記交流出力電圧との差信号を生成す
る第二の演算手段と、この第二の演算手段の出力差信号
を上記変調信号とする帰還回路を含むことを特徴とする
特〔作 用〕 本発明は、整定特電圧変動の調整が上記交流用ツノ電圧
と、上記変換手段と、上記第一の演算手段と、上記変調
手段とからなる第一の帰還回路で実行され、過渡特電圧
変動の調整は、−、Ｌ記交流出力電圧と、上記第二の／
ｉｉｉ算手段とからなる第二の帰還回路で実行される。
信号により開閉制御される複数のスイノナ素子からなり
、このスイッチ素子の開閉制御によりに配置流電源の直
流出力をパルス幅制御交流出力に変換する変換回路と、
この変換回路のパルス幅制御交流出力から基本波周波数
を含む成分を抽出して装置の交流出力とするフィルタ回
路と、この交流出力電圧を帰還した帰還信号に基ついて
変調信号を発生し、この変調信号により搬送波信’ｉ９
をパルス幅変調して得られた信号に基ついて］−記制御
信号を発生ずるインバータ制？Ｊｎ回路とを錨えたイン
バータで、前述の問題点を解決するだめの手段として、
−１−記インハータ制御回ｊ路は、直流基４（、電圧源
と、上記交流出力電圧を直流信号に変換する変換手段と
、この直流信号電圧と」＝配置流基準ｉＨ圧との差信号
を）を成する第一の演算手段と８、−の差信号により振
幅変調された正弦波を生成する変調手段と、この振幅変
調された正弦波と上記交流出力電圧との差信号を生成す
る第二の演算手段と、この第二の演算手段の出力差信号
を上記変調信号とする帰還回路を含むことを特徴とする
特〔作 用〕 本発明は、整定特電圧変動の調整が上記交流用ツノ電圧
と、上記変換手段と、上記第一の演算手段と、上記変調
手段とからなる第一の帰還回路で実行され、過渡特電圧
変動の調整は、−、Ｌ記交流出力電圧と、上記第二の／
ｉｉｉ算手段とからなる第二の帰還回路で実行される。
低応答速麿であるが高利得の第一の帰還回路と、低利得
であるが高応答速度の第二の帰還回路とが、インバータ
の交流出力電圧の変動状態に応じて動作する。
であるが高応答速度の第二の帰還回路とが、インバータ
の交流出力電圧の変動状態に応じて動作する。
以下、本発明実施例回路をＭ面に基ついて説明する。第
１図は、本発明の第一・実施例回路の構成を示すブロッ
ク構成図であり、第２図は、本発明の第二実施例回路の
構成を示すブロック構成し」てあり、第１図中のブロッ
クと同し構成のフロックには同し符号が付されている。
１図は、本発明の第一・実施例回路の構成を示すブロッ
ク構成図であり、第２図は、本発明の第二実施例回路の
構成を示すブロック構成し」てあり、第１図中のブロッ
クと同し構成のフロックには同し符号が付されている。
第３図は、この第一実施例回路の各部の信号の波形図で
あり、同図中の（ａ） 、〜（ｎ）１ は第１図中の（
ａ）ｌ〜（ｎ）１テ示シタ箇所の信号の波形を示す。第
４回は、この第二実施例回路の各部の信号の波形図であ
り、同図中の（ａ）２〜（ｎ）２は第２Ｍ中の（ａ）２
〜（ｎ）２で示した箇所の信号の波形を示す。
あり、同図中の（ａ） 、〜（ｎ）１ は第１図中の（
ａ）ｌ〜（ｎ）１テ示シタ箇所の信号の波形を示す。第
４回は、この第二実施例回路の各部の信号の波形図であ
り、同図中の（ａ）２〜（ｎ）２は第２Ｍ中の（ａ）２
〜（ｎ）２で示した箇所の信号の波形を示す。
まず、第一実施例回路の構成を第１図に恭づいて説明す
る。この第一実施例回路は、直流基準電圧６ｇ、２１と
、整流回路２２と、平滑回路２３と第一の減算器２４と
、誤差増幅器２５と、正弦波発振器２６と、振幅変調器
２７と、第二の減算器２８と、搬送波発生器２９と、誤
差増幅器３０と、パルス幅変調器３１と、論理回路３２
とを備える。図示されていないインバータの電圧出力■
は整流回路２２に接続され、整流回路２２の出力は平滑
回路２３０入力に接続される。
る。この第一実施例回路は、直流基準電圧６ｇ、２１と
、整流回路２２と、平滑回路２３と第一の減算器２４と
、誤差増幅器２５と、正弦波発振器２６と、振幅変調器
２７と、第二の減算器２８と、搬送波発生器２９と、誤
差増幅器３０と、パルス幅変調器３１と、論理回路３２
とを備える。図示されていないインバータの電圧出力■
は整流回路２２に接続され、整流回路２２の出力は平滑
回路２３０入力に接続される。
直流基準電圧源２１の出ノｊは第一の減算器２４のプラ
ス入力に接続され、平滑回路２３の出力ば第一の減算器
２４のマイナス入力に接続され、減’ＩＪ−ａｘ ２４
の出力は誤差増幅器２５の入力に接続される。正弦波発
振器２６の出力は振幅変調器２７の第一・の入力に接続
され、誤差増幅器２５の出力は振幅変調器２７の第二の
入力に接続される。振幅変調器２７の出力は第二の減算
器２８のプラス入力に接続され、図示されていないイン
バータの電圧出力Ｖは第二の減算器２８のマイナス人力
に接続され、第二の減算器２８の出力は誤差増幅器３０
の入力に接続される。（般送波発／ＩＥＲ器２９の第一
の出力はパルス幅変調器３１の第一の入力に接続され、
（般送波発生器２９の第二の出力はパルス幅変調器３１
の第二の人力に接続され、誤差増幅器３０の出力はパル
ス幅変調器３１の第三の入力に接続される。パルス幅変
調器３］の第一の出力は論理回路３２の第一の人力に接
続され、パルス幅変、ｉＩ！１器３１の第二の出力は論
理回路３２の第二の入力に接続され、正弦波発振器２６
の出力は論理回路３２の第三の人力に接続される。論理
回路３２の第一ないし第四の出力は図示されていないイ
ンバータ変換回路の駆動人力に接続される。
ス入力に接続され、平滑回路２３の出力ば第一の減算器
２４のマイナス入力に接続され、減’ＩＪ−ａｘ ２４
の出力は誤差増幅器２５の入力に接続される。正弦波発
振器２６の出力は振幅変調器２７の第一・の入力に接続
され、誤差増幅器２５の出力は振幅変調器２７の第二の
入力に接続される。振幅変調器２７の出力は第二の減算
器２８のプラス入力に接続され、図示されていないイン
バータの電圧出力Ｖは第二の減算器２８のマイナス人力
に接続され、第二の減算器２８の出力は誤差増幅器３０
の入力に接続される。（般送波発／ＩＥＲ器２９の第一
の出力はパルス幅変調器３１の第一の入力に接続され、
（般送波発生器２９の第二の出力はパルス幅変調器３１
の第二の人力に接続され、誤差増幅器３０の出力はパル
ス幅変調器３１の第三の入力に接続される。パルス幅変
調器３］の第一の出力は論理回路３２の第一の人力に接
続され、パルス幅変、ｉＩ！１器３１の第二の出力は論
理回路３２の第二の入力に接続され、正弦波発振器２６
の出力は論理回路３２の第三の人力に接続される。論理
回路３２の第一ないし第四の出力は図示されていないイ
ンバータ変換回路の駆動人力に接続される。
次に、第一実施例回路の動作を第１図に基づいて説明す
る。
る。
インバータの出力電圧Ｖは整流回路２２および平滑回路
２３でリップルの少ない直流電圧に変換され、減算器２
４のマイナス入力へ導かれる。２４のプラス入力へは、
直流基準電圧源２１の出力が導かれ、この減算器２４で
両電圧の差演算が行われ、その差電圧は誤差増幅器２５
に導かれる。差電圧は誤差増幅器２５で増幅され振幅変
調器２７へ導かれる。振幅変調器２７では、誤差増幅器
２５の出力のレベルで正弦波発振器２６の出力の振幅が
変化させられ、その出力は減算器２８のプラス入力へ導
かれる。減算器２８のマイナス入力にインバータの出力
電圧■が導かれ、この減算器２８で両電圧の差演算が行
われて、その差電圧は誤差増幅器３０に導かれる。誤差
増幅器３０では、入力された差電圧が増幅され、正弦波
に近い波形の出力が変調信号としてパルス幅変調器３１
に与えられる。さらに、パルス幅変調器２４には、搬送
波発生器２９から三角波状の搬送波が導かれる。このパ
ルス幅変１ｔｌｌ器２４は搬送波発生器２９からの搬送
波を誤差増幅器３０からの変調信刊によりパルス幅変調
する回路であり、この回路が出力するパルス幅変調され
た信号は論理回路３２に導かれる。論理回路３２では、
このパルス幅変調された信号と、正弦波発生器２６の出
力の正弦波に同期した信号とから変換回路２のスイッチ
３．〜３．の制御信号となるオンオフパターン信号が生
成され、スイッチ３Ｉ〜３４にそれぞれ送出される。
２３でリップルの少ない直流電圧に変換され、減算器２
４のマイナス入力へ導かれる。２４のプラス入力へは、
直流基準電圧源２１の出力が導かれ、この減算器２４で
両電圧の差演算が行われ、その差電圧は誤差増幅器２５
に導かれる。差電圧は誤差増幅器２５で増幅され振幅変
調器２７へ導かれる。振幅変調器２７では、誤差増幅器
２５の出力のレベルで正弦波発振器２６の出力の振幅が
変化させられ、その出力は減算器２８のプラス入力へ導
かれる。減算器２８のマイナス入力にインバータの出力
電圧■が導かれ、この減算器２８で両電圧の差演算が行
われて、その差電圧は誤差増幅器３０に導かれる。誤差
増幅器３０では、入力された差電圧が増幅され、正弦波
に近い波形の出力が変調信号としてパルス幅変調器３１
に与えられる。さらに、パルス幅変調器２４には、搬送
波発生器２９から三角波状の搬送波が導かれる。このパ
ルス幅変１ｔｌｌ器２４は搬送波発生器２９からの搬送
波を誤差増幅器３０からの変調信刊によりパルス幅変調
する回路であり、この回路が出力するパルス幅変調され
た信号は論理回路３２に導かれる。論理回路３２では、
このパルス幅変調された信号と、正弦波発生器２６の出
力の正弦波に同期した信号とから変換回路２のスイッチ
３．〜３．の制御信号となるオンオフパターン信号が生
成され、スイッチ３Ｉ〜３４にそれぞれ送出される。
さらに、本発明第一実施例回路の動作を第３図に裁づい
て説明する。
て説明する。
インバータの正弦波交流電圧（ａ）、は整流回路２２で
整流され、平滑回路２３でリップルがほとんど除去され
た直流信号（ｂ）、に変換される。直流基準電圧源２１
の出力と平滑回路２３の出力（ｂ）、はそれぞれ減算器
２４へ導かれ、その差信号がめられる。この差信号は誤
差増幅器２５で増幅されて振幅変調信号ｔｅｌ １にな
る。正弦波発振器２６の出力は振幅変調器２７へ導かれ
振幅変調信号（Ｃ）、のレベルの大小により振幅が変化
されて変調正弦波（ｄ）１ になる。インバータの正弦
波交流電圧（ａ）１ と変調正弦波（ｄ）。
整流され、平滑回路２３でリップルがほとんど除去され
た直流信号（ｂ）、に変換される。直流基準電圧源２１
の出力と平滑回路２３の出力（ｂ）、はそれぞれ減算器
２４へ導かれ、その差信号がめられる。この差信号は誤
差増幅器２５で増幅されて振幅変調信号ｔｅｌ １にな
る。正弦波発振器２６の出力は振幅変調器２７へ導かれ
振幅変調信号（Ｃ）、のレベルの大小により振幅が変化
されて変調正弦波（ｄ）１ になる。インバータの正弦
波交流電圧（ａ）１ と変調正弦波（ｄ）。
はそれぞれ減算器２Ｂに導かれ、その差信号がめられる
。この差信号は誤差増幅器３０で増幅されて、はぼ正弦
波状の波形を持つ出力（ｅ）１が生成される。
。この差信号は誤差増幅器３０で増幅されて、はぼ正弦
波状の波形を持つ出力（ｅ）１が生成される。
この出力（ｅ）、は変調信号としてパルス幅変調器３１
に入力される。パルス幅変調器３１には搬送波発生器２
９から三角波状の搬送波（ｆ）、と搬送波（ｆ）、の逆
相波（ｇ）、が入力されており、このパルス幅変調器３
１で、変調信号（ｅ）１ で搬送波（ｆ）１および（ｇ
）１がパルス幅変調される。すなわち、パルス幅変調器
３１では、変調信号（ｅ）、のレベルか搬送波（ｒ）＋
および（ｇ）１ルヘルより高い期間にはハイレベル、一
方、低い期間にはローレベルとなるパルス列の出力（１
）。
に入力される。パルス幅変調器３１には搬送波発生器２
９から三角波状の搬送波（ｆ）、と搬送波（ｆ）、の逆
相波（ｇ）、が入力されており、このパルス幅変調器３
１で、変調信号（ｅ）１ で搬送波（ｆ）１および（ｇ
）１がパルス幅変調される。すなわち、パルス幅変調器
３１では、変調信号（ｅ）、のレベルか搬送波（ｒ）＋
および（ｇ）１ルヘルより高い期間にはハイレベル、一
方、低い期間にはローレベルとなるパルス列の出力（１
）。
および（ｊ）１ が基準オンオフ信号として論理回路３
２に出力される。
２に出力される。
論理回路３２では、この基準オンオフ信号（１）１ お
よび（ＪＬ と正弦波発振器２６の出力である正弦波に
対応する矩形波（ｈ）、より次に示す論理式にしたがっ
てスイッチ３１〜３４のオンオフを制御する信号（ｋｌ
＋ 、（Ｉｌ＋ 、（ｍＬおよび（ｎ） 、が生成され
ろ。
よび（ＪＬ と正弦波発振器２６の出力である正弦波に
対応する矩形波（ｈ）、より次に示す論理式にしたがっ
てスイッチ３１〜３４のオンオフを制御する信号（ｋｌ
＋ 、（Ｉｌ＋ 、（ｍＬおよび（ｎ） 、が生成され
ろ。
（ｂＬ −１ｈ）１ ・（ｉｌ ＋ ＋ （ｈｌ ＋
・（ｊ）１＋Ｉ１１ ＝（ｋＬ ｔｍ）＋ −ｔｈ）＋ ’ ｆｊ）＋ →−［ｈ）＋
−ｆｉｌ＋（ｎｌ、 −（ｍｌ。
・（ｊ）１＋Ｉ１１ ＝（ｋＬ ｔｍ）＋ −ｔｈ）＋ ’ ｆｊ）＋ →−［ｈ）＋
−ｆｉｌ＋（ｎｌ、 −（ｍｌ。
信号（ｋ）１〜（ｎ）、はそれぞれスイッチ３１〜３４
へ送出され、これらの信号により第５図のインバータ変
換回路２が駆動され、電圧Ｅ、０および−Ｅの三つのレ
ベルを有するパルス幅制御交流出力電圧（０）１が生成
される。
へ送出され、これらの信号により第５図のインバータ変
換回路２が駆動され、電圧Ｅ、０および−Ｅの三つのレ
ベルを有するパルス幅制御交流出力電圧（０）１が生成
される。
このように、この実施例回路では、インバータの出力電
圧（ａ）１ が整流平滑された直流電圧と、基準直流電
圧との誤差信号により振幅変調された正弦波（ｄｌ ＋
とインハークの出力電圧（ａ）１ とが比較されるこ
とを特徴としている。したがって、インバータの出力電
圧が外乱により変化し、電圧波形が正弦波形から歪むと
、正弦波電圧（ｄ）１ との差が誤差増幅器３０の出力
（ｅ）１ に現われ、その変化は直ちに補正されてイン
バータ出力波形を正弦波波形に速やかに復帰さゼる。
圧（ａ）１ が整流平滑された直流電圧と、基準直流電
圧との誤差信号により振幅変調された正弦波（ｄｌ ＋
とインハークの出力電圧（ａ）１ とが比較されるこ
とを特徴としている。したがって、インバータの出力電
圧が外乱により変化し、電圧波形が正弦波形から歪むと
、正弦波電圧（ｄ）１ との差が誤差増幅器３０の出力
（ｅ）１ に現われ、その変化は直ちに補正されてイン
バータ出力波形を正弦波波形に速やかに復帰さゼる。
また、出力電圧Ｖと、整流回路２２と、平滑回路２３と
、減算器２４と、誤差増幅器２５とからなる帰還ループ
により、出力電圧Ｖのリップルは平滑回路２３で十分に
減衰するので、誤差増幅器２５の利得が大きくても系は
安定に動作し、整定時の電圧変動の許容範囲を狭めるこ
とができる。また、平滑回路２３は時定数の長いフィル
タを含むので、人力や負荷の急変などの過渡変動には応
答しない。
、減算器２４と、誤差増幅器２５とからなる帰還ループ
により、出力電圧Ｖのリップルは平滑回路２３で十分に
減衰するので、誤差増幅器２５の利得が大きくても系は
安定に動作し、整定時の電圧変動の許容範囲を狭めるこ
とができる。また、平滑回路２３は時定数の長いフィル
タを含むので、人力や負荷の急変などの過渡変動には応
答しない。
次に、第二実施例回路の構成を第２図に基づいて説明す
る。第二実施例回路では第−実施例口１路が備えるブロ
ック回路のほかに整流回路３３を備え、また、搬送波発
生器２９′、パルス幅変調器３１′および論理回路３２
′の回路構成が異なる。また、誤差増幅器３０の出力は
整流回路３３の入力に接続され、搬送波発生器２９′の
出力はパルス幅変調器３１′の第一の入力に接続され、
整流回路３３の出力はパルス幅変調器３１′の第二の人
力に接続され、パルス幅変調器３１′の出力が論理回路
３２′ に接続されていることが、第一実施例回路の搬
送波発生器２９、誤差増幅器３０、パルス幅変調器３１
および論理回路３２間の接続と異なる。
る。第二実施例回路では第−実施例口１路が備えるブロ
ック回路のほかに整流回路３３を備え、また、搬送波発
生器２９′、パルス幅変調器３１′および論理回路３２
′の回路構成が異なる。また、誤差増幅器３０の出力は
整流回路３３の入力に接続され、搬送波発生器２９′の
出力はパルス幅変調器３１′の第一の入力に接続され、
整流回路３３の出力はパルス幅変調器３１′の第二の人
力に接続され、パルス幅変調器３１′の出力が論理回路
３２′ に接続されていることが、第一実施例回路の搬
送波発生器２９、誤差増幅器３０、パルス幅変調器３１
および論理回路３２間の接続と異なる。
次に、第二実施例回路の動作を第４図に基づいて説明す
る。この第一実施例回路の特徴とするところは、第一実
施例回路では、半導体スイッチ３１〜３４は、それぞれ
パルス幅変調された信号で駆動され、変換回路２の交流
出力電圧は半導体スイッチ３１〜３４の開閉周波数の「
２」倍の周波数のパルス列になるのに対し、第二実施例
回路では半導体スイッチ３Ｉおよび３□は、基本波の周
波数で駆動され、半導体スイッチ３３および３４が、パ
ルス幅変調された信号により駆動され、変換回路２の出
力電圧は、半導体スイッチ３３および３４の開閉周波数
と同一の周波数のパルスになることにある。
る。この第一実施例回路の特徴とするところは、第一実
施例回路では、半導体スイッチ３１〜３４は、それぞれ
パルス幅変調された信号で駆動され、変換回路２の交流
出力電圧は半導体スイッチ３１〜３４の開閉周波数の「
２」倍の周波数のパルス列になるのに対し、第二実施例
回路では半導体スイッチ３Ｉおよび３□は、基本波の周
波数で駆動され、半導体スイッチ３３および３４が、パ
ルス幅変調された信号により駆動され、変換回路２の出
力電圧は、半導体スイッチ３３および３４の開閉周波数
と同一の周波数のパルスになることにある。
インバータ出力電圧（ａ）２は整流回路２２で整流され
、平滑回路２３で平滑されて直流信号（ｂ）２になる。
、平滑回路２３で平滑されて直流信号（ｂ）２になる。
直流基準電圧源２１の出力と、直流信号（ｂ）２との差
が減算器２４で減算され誤差増幅器２５で増幅されて、
信号（Ｃ）２が生成される。正弦波発振器２６の出力は
振幅変調器２７で信号（Ｃ）２の値により振幅変調され
信号（ｄ）２が生成され、減算器２８へ導かれる。イン
バータ出力電圧（ａ）２と信号（ｄ）２の差が減算器２
８で演算され、誤差増幅器３０で増幅されて信号（ｅ）
２が生成される。信号（ｅ）２は整流回路３３により全
波整流され変調信号（ｐ）２となり、パルス幅変調器３
１′へ送られる。パルス幅変調器３１′では、この変調
信号（ｐ）２により、搬送波発生器２９′からの搬送波
（ｆ）２がパルス幅変調される。すなわち、パルス幅変
調器３１′ は変調信号（ρ）２のレベルが搬送波（ｆ
）２のレベルより高い期間にはハイレベル、低い期間に
はローレベルとなるパルス列出力（１）２が基準オンオ
フ信号として論理回路３２′へ出力される。論理回路３
２′ では、この基準オンオフ信号（１）２ と正弦波
発振器２６の出力である正弦波に対応する矩形波（ｈ）
２とから、次に示す論理代にしたがって、スイッチ３１
〜３４のオンオフを制御する信号（ｋ）２、（＋１２
、（ｍｌｚおよび（ｎ）２が生成される。
が減算器２４で減算され誤差増幅器２５で増幅されて、
信号（Ｃ）２が生成される。正弦波発振器２６の出力は
振幅変調器２７で信号（Ｃ）２の値により振幅変調され
信号（ｄ）２が生成され、減算器２８へ導かれる。イン
バータ出力電圧（ａ）２と信号（ｄ）２の差が減算器２
８で演算され、誤差増幅器３０で増幅されて信号（ｅ）
２が生成される。信号（ｅ）２は整流回路３３により全
波整流され変調信号（ｐ）２となり、パルス幅変調器３
１′へ送られる。パルス幅変調器３１′では、この変調
信号（ｐ）２により、搬送波発生器２９′からの搬送波
（ｆ）２がパルス幅変調される。すなわち、パルス幅変
調器３１′ は変調信号（ρ）２のレベルが搬送波（ｆ
）２のレベルより高い期間にはハイレベル、低い期間に
はローレベルとなるパルス列出力（１）２が基準オンオ
フ信号として論理回路３２′へ出力される。論理回路３
２′ では、この基準オンオフ信号（１）２ と正弦波
発振器２６の出力である正弦波に対応する矩形波（ｈ）
２とから、次に示す論理代にしたがって、スイッチ３１
〜３４のオンオフを制御する信号（ｋ）２、（＋１２
、（ｍｌｚおよび（ｎ）２が生成される。
（ｋ） ｚ −（ｈｌ ２
（１）２−η
（＋ｎ）２−（ｈ）ｚ ・［＋１２ ＋（ｈｌ２− （
ｉ）ｚ（ｎｌ、 ＝（ｍ）２ 信号（ｋ）２〜（ｍ）２はそれぞれ３１〜３４へ送出さ
れ、これらの信号により第５図のインバータ変換回路２
が駆動され、電圧Ｅ、０および〜Ｅの三つのレベルを有
するパルス幅制御交流出力電圧（０）２が生成される。
ｉ）ｚ（ｎｌ、 ＝（ｍ）２ 信号（ｋ）２〜（ｍ）２はそれぞれ３１〜３４へ送出さ
れ、これらの信号により第５図のインバータ変換回路２
が駆動され、電圧Ｅ、０および〜Ｅの三つのレベルを有
するパルス幅制御交流出力電圧（０）２が生成される。
この実施例回路では、−組の単相出力のインハーク装置
が用いられているが、三組を使用し三組インバータ装置
にしても、本発明を実施することができる。
が用いられているが、三組を使用し三組インバータ装置
にしても、本発明を実施することができる。
また、インバータの変換回路は第５図の単相ブリッジ回
路だけでなく、一般的なハーフプリソジインハータ回路
および三組ブリッジインバータ回路であっても、本発明
を実施することができる。
路だけでなく、一般的なハーフプリソジインハータ回路
および三組ブリッジインバータ回路であっても、本発明
を実施することができる。
また、この実施例回路では、減算器と誤差増幅器とをそ
れぞれ備えるが、これらに代りこれらを一体化した差動
増幅器であっても本発明を実施することができる。
れぞれ備えるが、これらに代りこれらを一体化した差動
増幅器であっても本発明を実施することができる。
また、この実施例回路では、正弦波発生器および振幅変
調器をそれぞれ備えるが、これらを一体化した振幅調整
が行える正弦波発生器であっても本発明を実施すること
ができる。
調器をそれぞれ備えるが、これらを一体化した振幅調整
が行える正弦波発生器であっても本発明を実施すること
ができる。
本発明は、以上説明したように、整流回路などの非線形
負荷により飛電流が出力される場合でもインバータ出力
電圧波形を正弦波形に維持することができるので、整流
回路などと並列に接続された他の回路に電力供給しても
、高調波による電気回路の障害を発生させない効果があ
る。
負荷により飛電流が出力される場合でもインバータ出力
電圧波形を正弦波形に維持することができるので、整流
回路などと並列に接続された他の回路に電力供給しても
、高調波による電気回路の障害を発生させない効果があ
る。
また、出力電圧波形が正弦波であるので、インバータ装
置のフィルタに高価で人容最のフィルタを用いる必要が
なくなり、インバータ装置のコストを低減する効果があ
る。
置のフィルタに高価で人容最のフィルタを用いる必要が
なくなり、インバータ装置のコストを低減する効果があ
る。
さらに、インバータ装置の出力電圧の整定特電圧変動率
のみならず過渡特電圧変動率も抑圧されるので、インバ
ータから電力供給されるｆｊ、荷の使用条件の自由度を
増大させる効果がある。
のみならず過渡特電圧変動率も抑圧されるので、インバ
ータから電力供給されるｆｊ、荷の使用条件の自由度を
増大させる効果がある。
第１図は本発明の第一実施例回路の構成を示すブロック
構成図。 第２図は本発明の第二実施例回路の構成を示すブロック
構成図。 第３図は本発明の第一実施例回路の各部の信号波形を示
す波形図。 第４図は本発明の第二実施例回路の各部の信号波形を示
す波形図。 第５図はインハ〜りの主回路の構成を示すブロツク構成
図。 第６図は従来例回路の構成を示すブロック構成図。 １・・・直流電源、２・・・変換回路、３・・・スイッ
チ、４・・・フィルタ、５・・・負荷、１０．２１・・
・直流基準電圧源、１１．２２．３３・・・整流回路、
１２．２３・・・平滑回路、１３．２４．２８・・・減
算器、１４．２５．３０・・・誤差増幅器、１５．２６
・・・正弦波発振器、１６．２７・・・振幅変調器、１
７．２９．２９′・・・搬送波発生器、１８．３１．３
１′・・・パルス幅変調器、１９．３２．３２′・・・
論理回路。 特許出願人 信濃電気株式会社 代理人 弁理士 井 出 直 孝 （ｂ）＋ ｏ−−−−−一−−−−−−−−−−−−−
−−−一一−−−−−−−−−−−−（ｃ ）＋ Ｏ−
ｍ−−−−−−−−−−−−−−−−−−−ｍ−−−−
−−−−−−−−−−（ｈ）＋ ｏ −−−−−−一−
−−−−−−−−−（ρ）２０どてで−−＞−〜−−−
−−−−−−−−−−−−−−−−−−ｍ−（ｆ ）２
０八Ｖハ〜 −−−一−−−−−−−−篤 ４ 賢
構成図。 第２図は本発明の第二実施例回路の構成を示すブロック
構成図。 第３図は本発明の第一実施例回路の各部の信号波形を示
す波形図。 第４図は本発明の第二実施例回路の各部の信号波形を示
す波形図。 第５図はインハ〜りの主回路の構成を示すブロツク構成
図。 第６図は従来例回路の構成を示すブロック構成図。 １・・・直流電源、２・・・変換回路、３・・・スイッ
チ、４・・・フィルタ、５・・・負荷、１０．２１・・
・直流基準電圧源、１１．２２．３３・・・整流回路、
１２．２３・・・平滑回路、１３．２４．２８・・・減
算器、１４．２５．３０・・・誤差増幅器、１５．２６
・・・正弦波発振器、１６．２７・・・振幅変調器、１
７．２９．２９′・・・搬送波発生器、１８．３１．３
１′・・・パルス幅変調器、１９．３２．３２′・・・
論理回路。 特許出願人 信濃電気株式会社 代理人 弁理士 井 出 直 孝 （ｂ）＋ ｏ−−−−−一−−−−−−−−−−−−−
−−−一一−−−−−−−−−−−−（ｃ ）＋ Ｏ−
ｍ−−−−−−−−−−−−−−−−−−−ｍ−−−−
−−−−−−−−−−（ｈ）＋ ｏ −−−−−−一−
−−−−−−−−−（ρ）２０どてで−−＞−〜−−−
−−−−−−−−−−−−−−−−−−ｍ−（ｆ ）２
０八Ｖハ〜 −−−一−−−−−−−−篤 ４ 賢
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 （］） 直流電源と、 パルス幅変調された制御信号により開閉１ｉ＋］御され
る複数のスイッチ素子からなり、このスイッチ素子の開
閉制御により上記直流電源の直流出力をパルス幅制御交
流出力に変換する変換回路と、この変換回路のパルス幅
制御交流出力から基本波周波数を含む成分を抽出して装
置の交流出力とするフィルタ回路と、 この交流出力電圧を帰還した帰還信号に基づいて変８１
８信号を発生し、この変調信号により搬送波信号をパル
ス幅変調して得られた信号に基づいて上記制御信号を発
生ずるインバータ制御回路とを備えたインバータにおい
て、 」−記インハータ制御回路は、 直流基準電圧源と、 上記交流出力電圧を直流信冒−に変換する変換手段と、 この直流信号電圧と上記直流基準電圧との差信号を生成
する第一の演算手段と、 この差信号により振幅変調された正弦波を生成する変調
手段と、 この振幅変調された正弦波と」−記交流出力電圧との差
信号を生成する第二の演算手段と、この第二の演算手段
の出力差信号を」−記変調信号とする帰還回路と を含むことを特徴とするインバータの制御回路。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59112724A JPS60257773A (ja) | 1984-05-31 | 1984-05-31 | インバ−タの制御回路 |
| US06/739,235 US4646221A (en) | 1984-05-31 | 1985-05-30 | Control circuit for inverter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59112724A JPS60257773A (ja) | 1984-05-31 | 1984-05-31 | インバ−タの制御回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS60257773A true JPS60257773A (ja) | 1985-12-19 |
Family
ID=14593943
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59112724A Pending JPS60257773A (ja) | 1984-05-31 | 1984-05-31 | インバ−タの制御回路 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4646221A (ja) |
| JP (1) | JPS60257773A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS62147966A (ja) * | 1985-12-20 | 1987-07-01 | Fuji Electric Co Ltd | インバ−タの電圧制御回路 |
| JPH0315276A (ja) * | 1989-03-28 | 1991-01-23 | Fuji Electric Co Ltd | インバータの電圧制御回路 |
Families Citing this family (13)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0336019B2 (fr) † | 1988-04-05 | 2003-10-01 | Alstom Belgium S.A. | Modulateur multiniveau en largeur d'impulsion |
| JP2680345B2 (ja) * | 1988-05-09 | 1997-11-19 | 株式会社東芝 | Ｐｗｍ制御による電源装置 |
| US4904919A (en) * | 1988-06-21 | 1990-02-27 | Allen-Bradley Company, Inc. | Dual mode control of a PWM motor drive for current limiting |
| US4907145A (en) * | 1989-05-11 | 1990-03-06 | Belmont Instrument Corporation | Sine wave inverter |
| US4937720A (en) * | 1989-10-13 | 1990-06-26 | Sundstrand Corporation | PWM inverter circuit analytically compensating for DC link distortion |
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| US5053939A (en) * | 1990-08-27 | 1991-10-01 | Sundstrand Corporation | Control of PWM inverters by pattern development from stored constants relating D.C. link harmonics to output distortion |
| US5017854A (en) * | 1990-10-29 | 1991-05-21 | Hughes Aircraft Company | Variable duty cycle pulse width modulated motor control system |
| US5434771A (en) * | 1991-09-12 | 1995-07-18 | Sundstrand Corporation | Adaptive harmonic distortion control for parallel connected inverters |
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| JP5891387B2 (ja) | 2011-05-09 | 2016-03-23 | パナソニックＩｐマネジメント株式会社 | 無線電力データ伝送システム、送電装置、および受電装置 |
| JP2012253746A (ja) * | 2011-05-09 | 2012-12-20 | Panasonic Corp | 無線電力データ伝送システム、送電装置、および受電装置 |
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| BE791943A (fr) * | 1972-02-18 | 1973-03-16 | Telecomunicazioni Soc It | Regulateur de tension et/ou de courant |
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| US4504899A (en) * | 1983-04-29 | 1985-03-12 | Westinghouse Electric Corp. | Inverter firing control with error compensation |
-
1984
- 1984-05-31 JP JP59112724A patent/JPS60257773A/ja active Pending
-
1985
- 1985-05-30 US US06/739,235 patent/US4646221A/en not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (2)
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|---|---|---|---|---|
| JPS55160975A (en) * | 1979-05-31 | 1980-12-15 | Shin Kobe Electric Mach Co Ltd | Controlling circuit for inverter |
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| JPH0315276A (ja) * | 1989-03-28 | 1991-01-23 | Fuji Electric Co Ltd | インバータの電圧制御回路 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US4646221A (en) | 1987-02-24 |
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