JPS60263512A

JPS60263512A - 波形補償方式

Info

Publication number: JPS60263512A
Application number: JP59119487A
Authority: JP
Inventors: Seiichi Mita; 誠一三田; Moriji Izumida; 守司泉田; Yuuichi Michikawa; 道川　勇一; Hitoshi Katayama; 仁片山; Hiroshi Shiono; 塩野　洋; Hitoshi Takagi; 均高木; Morihito Rokuta; 六田　守人; Nobunori Doi; 信数土居
Original assignee: Hitachi Denshi KK; Hitachi Ltd; Hitachi Video Engineering Co Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd; Hitachi Industry and Control Solutions Co Ltd; Kokusai Denki Electric Inc
Priority date: 1984-06-11
Filing date: 1984-06-11
Publication date: 1985-12-27
Also published as: EP0164723A2; JPH0562490B2; US4682115A; EP0164723A3

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】〔発明の利用分野〕本発明は、波形補償方式に関し、特にディジタル信号を
記録再生あるいは伝送する場・′合の波形の欠落を補償
する方式に関するものである。

〔発明の背景〕

ディジタル信号をＶＴＲ（Ｖｉｄｅｏ　Ｔａｐｅ　Ｒｅ
ｃｏｒｄｅｒ）等に記録再生する場合、あるいは電話線
路等を介して伝送する場合に、例えばトランスを介して
信号を授受すると、低域周波数帯の遮断が生じる。また
、抵抗と容量を備えた回路を通して信号を授受すると、
ＣＲによる過渡現象に伴う信号振幅の減衰が生ずる。こ
のような現象は、低域周波数帯の遮断のみならず、高域
周波数帯、中間周波数帯の遮断となって現われる場合も
ある。また、ディジタル信号のうち、特↓：ＮＲＺ系列
の符号は低域周波数遮断により著しいサグが発生し　Ｉ
Ｉ　１　ｇｇと０″の識別が困難になる場合が多い。

そこで、従来このような波形補償法の１つとして、第１
図（ａ）に示すような量子化帰還による手法が提案され
ている（例えば、昭和５４年電子通信学会総合全国大会
予稿集２０５６　ｒマイクロ波帯１６ＱＡＭディジタル
方式の送受信および端局系の一構成法、１８−７９　掘
用外２名参照）。

この構成と動作概要を、第２図のタイミング・チャート
で説明する。

波形補償法は、第１図（ａ）に示すように、比較器２お
よびラッチ３からなる識別回路１２と、低域通過濾波器
４を有するフィードバック回路と、加算器１とからなる
。いま、入力する記録再生系、あるいは伝送系が、第１
図（ｂ）に示すような低域周波数の遮断特性Ｐ（ｆ）を
有しているものとし、再生信号を１（ｔ）とする。量子
化帰還法の基本動作は、識別した後の信号から記録再生
系で失われた低周波成分を再生することである。すなわ
ち、先ず、比較器２とラッチ回路３で構成される識別回
路１２により、加算１１１の出力をＩｔ　Ｌ　ＩＩまた
は′″０″に識別する。次に、この信号を低域通過濾波
器４に通して所要の低周波成分を抽出する。いま、濾波
器４の伝達特性を第１図（ｃ）に示す特性Ｑ　（ｆ）と
すると、Ｑ（ｆ）は次の関係を有し、′Ｑ（ｆ）＋Ｐ（
ｆ）＝１　・・・・（１）しかも識別後の信号の符号誤
り率が十分に低ければ、濾波器４の出力は元の低周波成
分に等しくなる。この元の低周波信号を５（ｔ）とする
と、この５（ｔ）を加算器１で入力信号１（ｔ）と加算
することにより、第２図（ｃ）に示すような元の信号波
形（方形波）が再生される。なお、再生信号ｉＤ）の波
形が第２図（Ａ）に示すような形状をしている場合、あ
らかじめ１（ｔ）の波形に対して相補的な特性を有する
濾波器４を設けておくことにより、フィードバック信号
５（ｔ）の波形は第２図（Ｂ）の形状であるため、両者
を加算すると第２図（Ｃ）に示す波形となる。

しかしながら、この量子化帰還法では、符号誤りが生じ
た場合に、それが連鎖して伝播し、元に戻らないという
欠点がある。この原因は、第１図（、）の構成から明ら
かなように、回路中に比較器２、濾波器４で形波される
一種の正帰還ループが含まれることにある。以下、加算
器１の出力を１に規格化して、符号誤りが連鎖する条件
を述べる。

ある時刻し１において、ｉ　（ｔｌ　）　＋Ｓ　（ｔｘ
　）＞１／２とする。この時点で、もし雑音ｎ（ｔｘ）
が加わり、信号が識別レベル１／２以下になったとする
。すなわち、ｉ　（ｔｌ　）　＋　Ｓ、（Ｊ、　）　＋
　ｎ　（ｔ、１　）＜１／２になると、識別回路１２の
出力は、″１　ｒｒから１１０７７に変化し。

次に本来゛′０″°に変化する時点まで符号誤りが続く
ことになる。′Ｏ″が′１″に変化する場合も、全く同
じである。このような現象は、信号１（ｔ）の振゛幅に
何等かの原因で変動が生じた場合にも発生する。すなわ
ち、ｉ　（ｔｌ　）　＋　Ｓ　（Ｌｌ　）＞１／２とす
ると、この時点で５（ｔｌ）がＳ”（ｔｌ）となって、
ｉ　（ｔｔ　）＋　Ｓ　’　（ｔｌ）＜１／２になった
とすれば、上述の場合と同じように、識別回路１２の出
力は１″からｒｒ　Ｏ＃に変化し、符号誤り発生するこ
とになる。

また、この量子化帰還法の他の欠点は、低域通過濾波器
４の伝達特性が常に上式（１）条件を満足しなければな
らないことである。

ＶＴＲ等の記録再生系では、Ｐ（ｆ）は高次の遮断特性
となるため、上式（１）の条件を満たす完全な特性Ｑ（
ｆ　）は存在しない。したがって、近似式で代用せざる
を得ない。・また、遮断特性Ｐ（ｆ）は、装置の特性や
テープの記録状態等に依存するため、必らずしも一定値
にはならない。これに対処するために、特性Ｑ（ｆ）を
特性Ｐ（ｆ）の変化に応じて常に適応させることは、一
般に非常に回置である。

〔発明の目的〕

本発明の目的は、このような従来の欠点を改善し、記録
再生系や伝送系等におけるディジタル信号の波形劣化を
、特性変動の影響を受けることなく、符号誤りの連鎖が
生じることもなく、常に最適値に補償できる波形補償方
式を提供することにある。

〔発明の概要〕

上記目的を達成するため、本発明の波形補償方式は、周
波数遮断により符号量干渉が発生したディジタル信号を
入力し、該ディジタル信号を２つの経路に分離して、分
離された一方を第１の２値化回路で２値化して、第１の
濾波器に通し、他方を上記第１の２値化回路と濾波器に
よる遅延時間を吸収させるための遅延回路と、上記第１
の濾波器に対し相補的な特性を有する第２の濾波器に通
して、両経路の信号を加算した後、加算結果の信号を、
第２の２値化回路により整形することに特徴ある。

〔発明の実施例〕

以下、本発明の実施例を、図面により説明する。

第３図は、本発明の一実施例を示す波形補償回路の構成
図および減衰特性図である。

本発明では、符号誤りが生じた場合に、それが連鎖伝播
する原因が正帰還ループにあることに着目し、開ループ
にすることを考えた。最も簡単に開ループに変更し、か
つ量子化帰還法の再生効果を損うことなく、補償できる
ようにしたものが、第３図（ａ）の構成である。

第３図（、）では、入力信号を２つの経路に分離し、一
方は比較器２．ラッチ回路３からなる識別回路１２と濾
波器４に通し、他方は遅延回路６と上記濾波器４に対し
て相補的な特性を有する濾波器５に通して、両者の出力
を加算器９で加算した後、識別回路１３で識別する。例
えば、記録再生系あるいは伝送系の遮断特性Ｐ（ｆ）を
、第３図（ｂ）のようなある中間周波数帯のみが遮断さ
れた特性とすると、濾波器４には上記特性を補備するよ
うな第３図（ｃ）に示す帯域通過特性Ｑ（ｆ）を具備さ
せるとともに、濾波器５には第３図（ｂ）に示す特性Ｐ
（ｆ）を具備させる。

これにより、符号量干渉が発生したディジタル信号が入
力しても、識別回路１２で″１″または”　ｏ　”と識
別した後、帯域通過濾波器４に通して所要の周波数成分
を抽出する一方、遅延回路６で加算器９に加えるまでの
２つの経路の時間が等しくなるように調整した後、濾波
器５で上記濾波器４と相補関係にある周波数成分のみを
通過させ１両者を加算器９に加える。Ｑ（ｆ）＋Ｐ（ｆ
）＝１の関係により、加算器９の出力は元の記録再生信
号または伝送信号と同一になる。この後、識別回路１３
により゛１″または１０″を識別して出力する。

第４図は、本発明の他の実施例を示す波形補償回路の構
成図である。

第４図においては、第３図の識別回路１２と濾波器４を
２つに分割し、遅延回路６を上記識別回路１２に対応す
る時間と、上記濾波器４に対応する時間とに分割して、
２段構成にしている。

以下、原理を式により説明する。

原信号をｇ（ｔ）とし、そのうち記録再生系で損失した
低周波信号をＱ（ｔ）、残りの高周波信号をｈ（ｔ）と
する。また、記録再生系で発生する雑音をｎ　（ｔ　）
、識別回路で発生する雑音をｍ　（ｔ　）とす。

る。また識別後の信号をｒ（ｔ）、減算器７の出力をｄ
（ｔ）とする６再生信号１（ｔ）は、次式で与えられる。

１（ｔ）＝ｈ（ｔ）＋ｎ（ｔ）　＝・・（２）また、識
別回路１２の出力の符号誤り率が十分に低ければ、識別
後の信号「（ｔ）は次式となる。

ｒ（ｔ）＝ｇ（ｔ）＋ｍ（ｔ）　・・・・（３）ここで
、ｍ（ｔ）の原因は主にクロック信号ＣＬＫに含まれる
ジッタ成分から発生するものであって。

ｎ　（ｔ　）　＞　＞　ｍ　（ｔ　）である。遅延回路
６は識別回路１２で生じる遅延時間を補償するためのも
のである。したがって、減算器７の差信号ｄ（ｔ）は１
次式となる。

ｄ（ｔ）＝ｒ（ｔ）−ｉ（ｔ）＝Ｑ（ｔ）＋ｍ（ｔ）−ｎ（ｔ）、、”１４）この差信
号ｄ（ｔ）を低域通過濾波ｌＩ！５に通す。

低域濾波器５は、識別後の信号に符号誤りが含まれても
、その帯域を制限することにより、比較器ＩＯとラッチ
回路１１で構成される最終的な識別。

回路１３で符号誤りが発生することを抑止できる。

濾波器５の帯域は、後述するように、Ｑ（ｔ）を通過で
きる範囲で最小限に設定されることが望ましい。この濾
波器５により帯域制限された信号および雑音を、それぞ
れｄｅ（ｔ）、　ｎｅ（ｔ）、　ｍｅ（ｔ）とすると、
加算回路９の出力、（１）は、次式で与えられる。

ａ　（ｔ）＝　１（ｔ）＋ｄｅ（ｔ）　・＝（５）＝　
ｈ　（ｔ）　＋　Ｑ　（ｔ）　＋ｍｅ（ｔ）　−ｎｅ（
ｔ）　＋ｎ（ｔ）＝　ｇ　（ｔ）　＋ｍｅ（ｔ）　＋　
ｎ　ｈ（ｔ）＃ｇ　（ｔ）　十　ｎ　ｈ（ｔ）　・・・
・（６）ここで、ｎｈ（ｔ）＝ｎ（ｔ）−ｎｅ（ｔ）で
あって、記録再生系で加えられる雑音のうちの高域成分
に相当し、低域の雑音成分は除去される。

上式（６）から明らかなように、加算器９の出力として
、原信号ｇ（ｔ）が再生される。さらに、このｇ（ｔ）
を比較器ｌＯとラッチ回路１１で構成される識別回路１
３により元の２値信号に戻す。なお、遅延回路８は、低
域通過濾波器５の遅延を補正するためのものである。

第４図の回路構成においても、帰還ループが存。

在しないため、識別回路１２でたとえ符号誤りが発生し
ても、その部分のみ番；限定されて、誤りが伝播°され
ることはない。また、上式（４）から明らかなように、
記録再生系または伝送系で失われた低域周波数成分は、
識別回路１２の出力と元の再生信号から自動的にめられ
るため、低域遮断特性の変動の影響を全く受けない。こ
のように、本実施例では、量子化帰還法における欠点を
すべて改善できることになる。

次に、本実施例において、低域遮断による符号誤りが改
善できる限界を検討する。このことは、第４図の識別回
路１２で発生した符号誤りが識別回路１３でも符号誤り
となる低域遮断周波数をめることを意味している。一般
に、この遮断周波数の限界値はＳ／Ｎにも依存している
ｋめ、厳密な値をめることは難かしい。

ここでは、理想状態として、Ｓ／Ｎ＝ω、符号誤りはそ
の長さが１ビツトのランダム誤りのみが発生するものと
仮定する。この場合、識別回路１２で発生した時間幅Ｔ
、パルス波高値ｌのパルスが、低域濾波器５を通過した
後、識別回路１３の識別レベルであるｌ／２に達する低
域通過濾波器５の遮断周波数が限界値となる。ここでは
、当然、記録再生系あるいは伝送系で生ずる低域遮断周
波数と、低域通過濾波器の遮断周波数とが等しいものと
している。

第５図（ａ）は、低域遮断特性を変化させたときのパル
ス波高値の変化特性を示す図であり、第５図（ｂ）は理
想的な遮断特性を示す図である。

ここでは、遮断特性が、第５図（ｂ）に示すように、低
域濾波器の遮断周波数ｆｃ以上の信号成分Ｓを通過させ
るような理想的な遮断特性を有しているものとする。こ
のような仮定のもとでは、第５図（、）に示すように、
ビット周波数のほぼ１／４の周波数でパルス波高が１／
２となり、この周波数が低域遮断の限界値となる。

第６図は、第４図の回路の具体例を示す図である。

ここでは、データの伝送レートを５０Ｍｂ／ｓとする。

入力信号をバッファ・アンプ１４に入力し、ここからの
出力を２系統に分離する。その一方は、高速の比較［！
２に入力して２値化した後、ラッチ回路３により所定の
２０ｎＳのパルス幅をもつパルス列に変換する。通常、
比較器２での遅延時間は２〜３ｎＳであり、さらにラッ
チ回路３で周期２０ｎＳの１／２、すなわち１０ｎＳの
遅延時間が加わるので、全部で１５ｎＳ前後の遅延とな
る。

この遅延時間をアナログ遅延回路６で吸収する。

この遅延回路６は、同軸ケーブルを利用して構成できる
。通常、同軸ケーブルの遅延時間は４〜５ｎ　Ｓ　／　
ｍ程度であるから、約３ｍ程度の長さのものを使用すれ
ばよい。低域濾波器５は１群遅延特性の平坦なガウス・
フィルタ等で形成すればよい。

ここでの遅延量は、カットオフ周波数と°゛次数依存す
るが１例えば１０ＭＨｚの３次であれば、約１００ｎＳ
となる。したがって、遅延回路８は２０ｍ以上の長さの
同軸ケーブルにより構成できる。

１５はバッファ・アンプ、７は減算回路、９は加算回路
である。減算回路７での演算時間は、バッファ・アンプ
１５での遅延時間とほぼ等しくする。

１０は比較器、１１はラッチ回路である。クロックはラ
ッチ回路３と、遅延回路１６を介してラッチ回路１１に
加えられる。この場合クロックの遅延回路１６は、１周
期すなわち２０ｎＳの可変範囲があればよく、ゲートを
複数段重ねて構成するか、あるいは遅延線を使用すれば
よい。

なお、第３図では、帯域通過濾波器を、第４図では低域
通過濾波器を用いているが、記録再生系あるいは伝送系
で欠落した部分を補償する濾波器を接続すればよいので
、勿論高域通過濾波器を用いることもできる。

〔発明の効果〕

以上説明したように、本発明によれば、記録再生系ある
いは伝送系で生ずる波形劣化を特性変動の影響を受ける
ことなく、常に最適値に補償できる。そして、従来の量
子化帰還法でみられる符号誤りの連鎖現象も完全に解消
されるので、安定に元の信号波形を復元することができ
る。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の量子化帰還側；よる波形補償回路の構成
図、第２図は第１図゛の波形図、第３図は本発明の一実
施例を示す波形補償回路の構成図と減衰特性図、第４図
は本発明の他の実施例を示す波形補償回路の構成図、第
５図は低域遮断特性の変化によるパルス波高の変化を示
す図、第６図は第４図の回路の具体例を示す図である。２．１０：比較器、３．１１：ランチ回路、４゜５′：
濾波器、６，８：遅延回路、１，９：加算回路、７：減
算回路。Ｒ第５図斡）＜　ヘ

Claims

【特許請求の範囲】

（１）周波数遮断により符号量干渉が発生したディジタ
ル信号を入力し、該ディジタル信号を２つの経路に分離
して１分離された一方を第１の２値化回路で２値化して
、第１の濾波器に通し、他方を上記第１の２値化回路と
濾波器による遅延時間を吸収させるための遅延回路と、
上記第１の濾波器に対し相補的な特性を有する第２の濾
波器に通して、両級路の信号を加算した後、加算結果の
信号を、第２の２値化回路により整形することを特徴と
する波形補償方式。
（２）周波数遮断により符号量干渉が発生したディジタ
ル信号を入力し、該ディジタル信号を２つの経路に分離
して、分離された一方を第１の２値化回路により２値化
し、他方を上記第１の２値化回路による遅延時間を吸収
させるための第１の遅延回路に通して、両級路の信号の
差をとり、次に差信号を２つの経路に分離して１分離し
た一方を濾波器に通し、他方を上記濾波器による遅延時
間を吸収させるための第２の遅延回路に通して１両経路
の信号を加算した後、加算結果の信号を第２の２値化回
路により整形することを特徴とする波形補償方式。