JPH0562490B2

JPH0562490B2 -

Info

Publication number: JPH0562490B2
Application number: JP59119487A
Authority: JP
Inventors: Seiichi Mita; Moriji Izumida; Juichi Michikawa; Hitoshi Katayama; Hiroshi Shiono; Hitoshi Takagi; Morihito Rokuta; Nobukazu Doi
Original assignee: Hitachi Denshi KK; Hitachi Ltd; Hitachi Video Engineering Co Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd; Hitachi Industry and Control Solutions Co Ltd; Kokusai Denki Electric Inc
Priority date: 1984-06-11
Filing date: 1984-06-11
Publication date: 1993-09-08
Also published as: US4682115A; EP0164723A3; EP0164723A2; JPS60263512A

Description

【発明の詳細な説明】〔発明の利用分野〕本発明は、波形補償方式に関し、特にデイジタ
ル信号を記録再生あるいは伝送する場合の波形の
欠落を補償する方式に関するものである。

〔発明の背景〕

デイジタル信号をVTR（Video Tape
Recorder）等に記録再生する場合、あるいは電
話線路等を介して伝送する場合に、例えばトラン
スを介して信号を授受すると、低域周波数帯の遮
断が生じる。また、抵抗と容量を備えた回路を通
して信号を授受すると、CRによる過渡現象に伴
う信号振幅の減衰が生ずる。このような現象は、
低域周波数帯の遮断のみならず、高域周波数帯、
中間周波数帯の遮断となつて現われる場合もあ
る。また、デイジタル信号のうち、特にNRZ系
列の符号は低域周波数遮断により著しいサグが発
生し、“１”と“０”の識別が困難になる場合が
多い。

そこで、従来このような波形補償法の１つとし
て、第１図ａに示すような量子化帰還による手法
が提案されている（例えば、昭和54年電子通信学
会総合全国大会予稿集2056「マイクロ波帯
16QAMデイジタル方式の送受信および端局系の
一構成法」８−79堀川外２名参照）。

この構成と動作概要を、第２図のタイミング・
チヤートで説明する。

波形補償法は、第１図ａに示すように、比較器
２およびラツチ３からなる識別回路１２と、低域
通過濾波器４を有するフイードバツク回路と、加
算器１とからなる。いま、入力する帰路再生系、
あるいは伝送系が、第１図ｂに示すような低域周
波数の遮断特性Ｐ(f)を有しているものとし、再生
信号をｉ(t)とする。量子化帰還法の基本動作は、
識別した後の信号から記録再生系で失われた低周
波成分を再生することである。すなわち、先ず、
比較器２とラツチ回路３で構成される識別回路１
２により、加算器１の出力を“１”または“０”
に識別する。次に、この信号を低減通過瀘波器４
に通して所要の低周波成分を抽出する。いま濾波
器４の伝達特性を第１図ｃに示す特性Ｑ(f)とする
と、Ｑ(f)は次の関係を有し、Ｑ(f)＋Ｐ(f)＝１ ……(1) しかも識別後の信号の符号誤り率が充分に低けれ
ば、濾波器４の出力は元の低周波成分に等しくな
る。この元の低周波信号をＳ(t)とすると、このＳ
(t)を加算器１で入力信号ｉ(t)と加算することによ
り、第２図ｃに示すような元の信号波形（方形
波）が再生される。なお、再生信号ｉ(t)の波形が
第２図Ａに示すような形状をしている場合、あら
かじめｉ(t)の波形に対いて相捕的な特性を有する
濾波器４を設けておくことにより、フイードバツ
ク信号Ｓ(t)の波形は第２図Ｂの形状であるため、
両者を加算すると第２図Ｃに示す波形となる。

しかしながら、この量子化帰還法では、符号誤
りが生じた場合に、それが連鎖して伝播し、元に
戻らないという欠点がある。この原因は、第１図
ａの構成から明らかなように、回路中に比較器
２、濾波器４で形成される一種の正帰還ループが
含まれることにある。以下、加算器１の出力を１
に規格化して、符号誤りが連鎖する条件を述べ
る。

ある時刻t₁において、ｉ（t₁）＋Ｓ（t₁）＞１／２
とする。この時点で、もし雑音ｎ（t₁）が加わり、
信号が識別レベル１／２以下になつたとする。す
なわちｉ（t₁）＋Ｓ（t₁）＋ｎ（t₁）＜１／２になると
、
識別回路１２の出力は、“１”から“０”に変化
し、次に本来“０”に変化する時点まで符号誤り
が続くことになる。“０”が“１”に変化する場
合も、全く同じである。このような現象は、信号
ｉ(t)の振幅に何等かの原因で変動が生じた場合に
も発生する。すなわち、ｉ（t₁）＋Ｓ（t₁）＞１／２
とすると、この時点でＳ（t₁）がS′（t₁）となつて、
ｉ（t₁）＋S′（t₁）＜１／２になつたとすれば、上述
の場合と同じように、識別回路１２の出力は
“１”から“０”に変化し、符号誤り発生するこ
とになる。

また、この量子化帰還法の他の欠点は、低減通
過瀘波器４の伝播特性が常に上式(1)条件を満足し
なければならないことがある。

VTR等の記録再生系では、Ｐ(f)は高次の遮断
特性となるため、上式(1)の条件を満たす完全な特
性Ｑ(f)は存在しない。したがつて、近似式で代用
せざるを得ない。また、遮断特性Ｐ(f)は、装置の
特性やテープ記録状態等に依存するため、必ずし
も一定値にはならない。これに対処するために、
特性Ｑ(f)を特性Ｐ(f)の変化に応じて常に適応させ
ることは、一般に非常に困難である。

〔発明の目的〕

本発明の目的は、このような従来の欠点を改善
し、記録再生系や伝送系等におけるデイジタル信
号の波形劣化を、特性変動の影響を受けることな
く、符号誤りの連鎖が生じることもなく、常に最
適値に補償できる波形補償方式を提供することに
ある。

〔発明の概要〕周波数遮断により符号間干渉が発生したデイジ
タル信号を入力し、該デイジタル信号を２つの経
路に分離して、分離された一方を第１の２値化回
路で２値化して、上記周波数遮断領域にほぼ等し
い周波数特性を有する第１の瀘波器に通し、他方
を上記第１の２値化回路と瀘波器による遅延時間
を吸収させるための遅延回路と、上記第１の瀘波
器に対し相補的な特性を有する第２の瀘波器に通
して、両経路の信号を加算した後、加算結果の信
号を、第２の２値化回路により整形することに特
徴がある。

〔発明の実施例〕

以下、本発明の実施例を、図面により説明す
る。

第３図は、本発明の一実施例を示す波形補償回
路の構成図および減衰特性図である。

本発明では、符号誤りが生じた場合、それが連鎖
伝播する原因が正帰還ループになることに着目
し、開ループにすることを考えた。最も簡単に開
ループに変更し、かつ量子化帰還法の再生効果を
損うことなく、補償できるようにしたものが、第
３図ａの構成ある。

第３図ａでは、入力信号の２つの経路に分離
し、一方は比較器２、ラツチ回路３からなる識別
回路１２と濾波器４に通し、他方は遅延回路６と
上記濾波器４に対して相補的な特性を有する濾液
器５に通して、両者の出力を加算器９で加算した
後、識別回路１３で識別する。例えば、記録再生
系あるいは伝送系の遮断特性Ｐ(f)を、第３図ｂの
ようなある中間周波数帯のみが遮断された特性と
すると、濾波器４には上記特性を補償するような
第３図ｃに示す帯域通過特性Ｑ(f)を具備させると
ともに、瀘波器５には第３図ｂに示す特性Ｐ(f)を
具備させる。

これにより、符号間干渉が発生したデイジタル
信号が入力しても、識別回路１２で“１”または
“０”と識別した後、帯域通過濾波器４に通して
所要の周波数成分を抽出する一方、遅延回路６で
加算器９に加えるまでの２つの経路の時間が等し
くなるように調整した後、濾波器５で上記濾波器
４の相補関係にある周波数成分のみを通過させ、
両者を加算器９に加える。Ｑ(f)＋Ｐ(f)＝１の関係
により、加算器９の出力は元の記録再生信号また
は伝送信号と同一になる。この後、識別回路１３
により“１”または“０”を識別して出力する。

このように、入力信号は識別回路１２により仮
識別され、記録再生系で失われる周波数特性をＱ
(f)と推定し．低域瀘波器４により記録再生系で失
われた信号成分（特性Ｑ(f)）を取り出すととも
に、低減瀘波器５の特性Ｐ(f)１−Ｑ(f)を満足する
相補的特性にすることにより、加算器回路９でこ
れらの出力を加算して、前録音再生系で失われた
成分を正確に補正する。

第４図は、本発明の他の実施例を示す波形補償
回路の構成図である。

第４図においては、第３図の識別回路１２と濾
波器４と２つに分割し、遅延回路６を上記識別回
路１２に対応する時間と、上記濾波器４に対応す
る時間とに分割して、２段構成にしている。

記録再生系で失われた成分の影響が少なけれ
ば、識別回路１２での仮識別の結果は失われた成
分を完全ではないが復元している。従つて、この
仮出力を基に記録再生系の入力信号との差を減算
回路７で求め、記録再生系での遮断特性Ｑ(f)に近
い成分を得る。減算回路７の出力にさらに推定遮
断特性Ｑ(f)に近い特性を持つ低減瀘波器５を介し
て推定遮断特性成分を得る。低減遮断特性を有す
る記録再生系からの入力信号と推定遮断特性成分
が加算回路９で加算させることにより、遮断特性
が補償された信号となる。

以下、原理を式により説明する。

原信号をｇ(t)とし、そのうち記録再生系で損失
した低周波信号をｌ(t)、残りの高周波信号をｈ(t)
とする。また、記録再生系で発生する雑音をｎ
(t)、識別回路で発生する雑音をｍ(t)とする。また
識別後の信号をｒ(t)、減算器７の出力をｄ(t)とす
る。

再生信号ｉ(t)は、次式で与えられる。

ｉ(t)＝ｈ(t)＋ｎ(t) ……(2) また、識別回路１２の出力の符号誤り率が十分に
低ければ、識別後の信号ｒ(t)は次式となる。

ｒ(t)＝ｇ(t)＋ｍ＋(t) ……(3) ここで、ｍ(t)の原因は主にクロツク信号CLK
に含まれるジツタ成分から発生するものであつ
て、ｎ(t)＞＞ｍ(t)である。遅延回路６は識別回路
１２で生じる遅延時間を補償するためのものであ
る。したがつて、減算器７の差信号ｄ(t)、次式と
なる。

ｄ(t)＝ｒ(t)−ｒ(t)＝ｌ(t)＋ｍ(t)−ｎ(t)
……(4) この差信号ｄ(t)は低域通過濾波器５に通す。低
域濾波器５は、識別後の信号に符号誤りが含まれ
ても、その帯域を制限することにより、比較器１
０とラツチ回路１１で構成される最終的な識別回
路１３で符号誤りが発生することを抑止できる。
濾波器５の帯域は、後述するように、ｌ(t)を通過
できる範囲で最小限に限定されることが望まし
い。この濾波器５より帯域制限された信号および
雑音を、それぞれde(t)、ne(t)、me(t)とすると、
加算回路９の出力ａ(t)は、次式で与えられる。

ａ(t)＝ｉ(t)＋de(t) ……(5) ＝ｈ(t)＋ｌ(t)＋me(t)−ne(t)＋ｎ(t) ＝ｇ(t)＋me(t)＋nh(t) ≒ｇ(t)＋nh(t) ……(6) ここで、nh(t)＝ｎ(t)−ne(t)であつて、記録再
生系で加えられる雑音のうち高域成分に相当し、
低減の雑音成分は除去される。

上式(6)から明らかなように、加算器９出力とし
て、原信号ｇ(t)が再生される。さらに、このｇ(t)
を比較器１０とラツチ回路１１で構成される識別
回路１３により元の２値信号に戻す。なお、遅延
回路８は、低減通過濾波器５の遅延を補正するた
めのもである。

第４図の回路構成においても、帰還ループが存
在しないため、識別回路１２でたとえ符号誤りが
発生しても、その部分のみに限定されて、誤りが
伝播されることはない。また、上式(4)から明らか
なように、記録再生系または伝送系で失われた低
域周波数成分は、識別回路１２の出力と元の再生
信号から自動的に止められるため、低域遮断特性
の変動の影響を全く受けない。このように、本実
施例では、量子化帰還法における欠点をすべて改
善できることになる。

次に、本実施例において、低減遮断による符号
誤りが改善できる限界を検討する。このことは、
第４図の識別回路１２で発生した符号誤りが識別
回路１３でも符号誤りとなる低減遮断周波数を求
めることを意味している。一般に、この遮断周波
数の限界値はＳ／Ｎにも依存しているため、厳密
な値を求めることは難かしい。

ここでは、理想状態として、Ｓ／Ｎ＝∞、符号
誤りはその長さが１ビツトのランダム誤りのみが
発生するものと仮定する。この場合、識別回路１
２で発生した時間幅Ｔ、パルス波高値１のパルス
が、低減濾波器５を通過した後、識別回路１３の
識別レベルである1/2に達する低減通過濾波器５
の遮断周波数が限界値となる。ここでは、当然、
記録再生系あるいは伝送系で生ずる低減遮断周波
数と、低減通過濾波器の遮断周波数とが等しいも
のとしている。

第５図ａは、低減遮断特性を変化させたときの
パルス波高値と変化特性を示す図であり、第５図
ｂは理想的な遮断特性を示す図である。

ここでは、遮断特性が、第５図ｂに示すよう
に、低減濾波器の遮断周波数fc以上の信号成分Ｓ
を通過させるような理想的な遮断特性を有してい
るものとする。このような仮定のもとでは、第５
図ａに示すように、ビツト周波数のほぼ1/4の周
波数でパルス波高が1/2となり、この周波数が低
域遮断の限界値となる。

第６図は、第４図の回路の具体例を示す図であ
る。

ここでは、データの伝送レートを50Mb／ｓと
する。

入力信号をバツフア・アンプ１４に入力し、こ
こからの出力を２系統に分離する。その一方は、
高速の比較器２に入力して２値化した後、ラツチ
回路３により所定の20nSのパルス幅をもつパル
ス列に変換する。通常、比較器２での遅延時間は
２〜3nSであり、さらにラツチ回路３で周期20nS
の1/2、すなわち10nSの遅延時間が加わるので、
全部で15nS前後の遅延となる。この遅延時間を
アナログ遅延回路６で吸収する。この遅延回路６
は、同軸ケーブルを利用して構成できる。通常、
同軸ケーブルの遅延時間は４〜5nS／ｍ程度であ
るから、約３ｍ程度の長さのものを使用すればよ
い。低減濾波器５は、群遅延特性の平坦なガラ
ス・フイルタ等で形成すればよい。ここでの遅延
量は、カツトオフ周波数と次数に依存するが、例
えば10MHzの３次であれば、約100nSとなる。し
たがつて、遅延回路８は20ｍ以上の長さの同軸ケ
ーブルにより構成できる。１５はバツフア・アン
プ、７は減算回路、９は加算回路である。減算回
路７での演算時間は、バツフア・アンプ１５での
遅延時間とほぼ等しくする。１０は比較器、１１
はラツチ回路である。クロツクはラツチ回路３
と、遅延回路１６を介してラツチ回路１１に加え
られる。この場合クロツクの遅延回路１６は、１
周期すなわち2nSの可変範囲があればよく、ゲー
トを複数段重ねて構成するか、あるいは遅延線を
使用すればよい。

なお、第３図では、帯域通過濾波器を、第４図
では低域通過濾波器を用いているが、記録再生系
あるいは伝送系で欠落した部分を補償する濾波器
を接続すればよいので、勿論高域通過濾波器を接
続すればよいので、勿論高域通過濾波器を用いる
こともできる。

〔発明の効果〕

以上説明したように、本発明によれば、記録再
生系あるいは伝送系で生ずる波形劣化を特性変動
の影響を受けることなく、常に最適値に補償でき
る。そして、従来の量子化帰還法でみられる符号
誤りの連鎖現象も完全に解消されるので、安定に
元の信号波形を復元するとができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の量子化帰還による波形補償回路
の構成図、第２図は第１図の波形図、第３図は本
発明の一実施例を示す波形補償回路の構成図と減
退特性図、第４図は本発明の他の実施例を示す波
形補償回路の構成図、第５図は低域遮断特性の変
化によるパルス波高の変化を示す図、第６図は第
４図の回路の具体例を示す図である。２，１０：比較器、３，１１：クラツチ回路、
４，５：濾波器、６，８：遅延回路、１，９：加
算回路、７：減算回路。

Claims

【特許請求の範囲】

１周波数遮断により符号間干渉が発生したデイ
ジタル信号を入力し、該デイジタル信号を２つの
経路に分離して、分離された一方を第１の２値化
回路で２値化して、上記周波数遮断領域にほぼ等
しい周波数特性を有する第１の瀘波器に通し、他
方を上記第１の２値化回路と瀘波器による遅延時
間を吸収させるための遅延回路と、上記第１の瀘
波器に対し相補的な特性を有する第２の瀘波器に
通して、両経路の信号を加算した後、加算結果の
信号を、第２の２値化回路により整形することを
特徴とする波形補償方式。