JPS6027208A - 周波数変調信号の復調方式 - Google Patents
周波数変調信号の復調方式Info
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- JPS6027208A JPS6027208A JP13498383A JP13498383A JPS6027208A JP S6027208 A JPS6027208 A JP S6027208A JP 13498383 A JP13498383 A JP 13498383A JP 13498383 A JP13498383 A JP 13498383A JP S6027208 A JPS6027208 A JP S6027208A
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- phase shifter
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D3/00—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations
- H03D3/001—Details of arrangements applicable to more than one type of frequency demodulator
- H03D3/003—Arrangements for reducing frequency deviation, e.g. by negative frequency feedback
- H03D3/005—Arrangements for reducing frequency deviation, e.g. by negative frequency feedback wherein the demodulated signal is used for controlling a bandpass filter
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
- Color Television Systems (AREA)
- Processing Of Color Television Signals (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
技術分野
本発明は、簡単な構成で受信入力における広帯域なＴＶ
＝ＦＭ（テレビジョン周波数変調）変調波の復調信号の
雑音特性全改善する高感度ＦＭ信号復調方式に関するも
のである。
＝ＦＭ（テレビジョン周波数変調）変調波の復調信号の
雑音特性全改善する高感度ＦＭ信号復調方式に関するも
のである。
背景技術
従来より、周波数変調された信号を復調する最も簡単な
方法として、ＬＣ回路又は遅延線を用いたディスクリミ
ネータによる方式がよく用いられる０ と（７） 場合、ＦＭ信号のＣ／Ｎ （キャリア１Ｒ力
対雑音電力比）に対するＦＭ復調（検波）された信号の
Ｓ／Ｎ （信号対雑音比）は、Ｓ／Ｎ ＝ Ｃ／Ｎ・Ｋ
（Ｋ：定数）として表され、Ｓ／ＮはＣ／Ｎに比例する
。
方法として、ＬＣ回路又は遅延線を用いたディスクリミ
ネータによる方式がよく用いられる０ と（７） 場合、ＦＭ信号のＣ／Ｎ （キャリア１Ｒ力
対雑音電力比）に対するＦＭ復調（検波）された信号の
Ｓ／Ｎ （信号対雑音比）は、Ｓ／Ｎ ＝ Ｃ／Ｎ・Ｋ
（Ｋ：定数）として表され、Ｓ／ＮはＣ／Ｎに比例する
。
Ｃ／Ｎは、ＦＭ波の信号及び雑音帯域幅を決める帯域通
過ｐ波器の帯域幅Ｂで決定され、通常、帯域幅はカーソ
ンルールよすＢ”；２ （Δｆ＋ｆｈ）（ただしΔｆは
ＦＭ変調波の周波数偏移幅、ｆｈは変調波の最高変調周
波数）とされる。
過ｐ波器の帯域幅Ｂで決定され、通常、帯域幅はカーソ
ンルールよすＢ”；２ （Δｆ＋ｆｈ）（ただしΔｆは
ＦＭ変調波の周波数偏移幅、ｆｈは変調波の最高変調周
波数）とされる。
上記のＣ／Ｎ対Ｓ／Ｈの関係は、Ｃ／Ｎが約１０ｄｂ程
度１で直線的に変化するが、Ｃ／Ｎがそれ以下に々ると
、Ｓ／ＮはＦＭ復調特有のインパルス雑音により急激に
劣化する。との点がスレッシュホールド点と呼ばれる。
度１で直線的に変化するが、Ｃ／Ｎがそれ以下に々ると
、Ｓ／ＮはＦＭ復調特有のインパルス雑音により急激に
劣化する。との点がスレッシュホールド点と呼ばれる。
一般にＴＶ（映像）信号全伝達する通信、特に衛星通信
においては、しばしばその伝達にＦ Ｍ変調方式が用い
られる。衛星通信回線は、衛星の送信電力の制限、衛星
通信伝搬路の安定性、地上受信設備の経済性から、受信
に際する電力マージンは極力制限され、受信動作点はス
レッシュホールド付近に設定される場合が多い。
においては、しばしばその伝達にＦ Ｍ変調方式が用い
られる。衛星通信回線は、衛星の送信電力の制限、衛星
通信伝搬路の安定性、地上受信設備の経済性から、受信
に際する電力マージンは極力制限され、受信動作点はス
レッシュホールド付近に設定される場合が多い。
従って、環境状況の変動、受信設備の種々の劣化により
、ときには、受信点はスレッシュホールド以下になり、
ＴＶモニタ上の復調画質は著しく劣化する場合がある。
、ときには、受信点はスレッシュホールド以下になり、
ＴＶモニタ上の復調画質は著しく劣化する場合がある。
この問題は、特に小型アンテナを使う放送衛星受信機に
とっては重要で、簡易な方法でスレッシュホールド特性
が改善できれば極めて効果的である０ ところで復調器のスレッシュホールド特性全改善するに
は、先の説明の如く、通常、復調用帯域通過ｐ波器の帯
域幅Ｉｎできるだけ狭くし、Ｃ／Ｎｉ高くとる方法がと
られる。
とっては重要で、簡易な方法でスレッシュホールド特性
が改善できれば極めて効果的である０ ところで復調器のスレッシュホールド特性全改善するに
は、先の説明の如く、通常、復調用帯域通過ｐ波器の帯
域幅Ｉｎできるだけ狭くし、Ｃ／Ｎｉ高くとる方法がと
られる。
しかるに、ＦＭ変調波のスペクトルの広がり、すなわち
変調度の度合により、ただ単に復調帯域幅Ｂｉ狭くする
ことはできず、逆効果金まねく場合がある。特にＦ Ｍ
変調指数が大きい場合、変調信号のスペクトルが広がシ
、復調帯域’Ｋｌｊの狭帯域化は、雑音成分を減少させ
る以上に変調信号成分を減少させ、結果的に１ｌ−１：
Ｃ／Ｎ ’ｃ劣化させ、スレッシュホールド特性を悪化
させることにもなる。
変調度の度合により、ただ単に復調帯域幅Ｂｉ狭くする
ことはできず、逆効果金まねく場合がある。特にＦ Ｍ
変調指数が大きい場合、変調信号のスペクトルが広がシ
、復調帯域’Ｋｌｊの狭帯域化は、雑音成分を減少させ
る以上に変調信号成分を減少させ、結果的に１ｌ−１：
Ｃ／Ｎ ’ｃ劣化させ、スレッシュホールド特性を悪化
させることにもなる。
また、ＴＶ（映像）ＦＭ信号の周波数偏移の大きい場合
（画質）において、トランケンジョンクイｃ音全発生さ
せ、好ましくない結呆をまねく。
（画質）において、トランケンジョンクイｃ音全発生さ
せ、好ましくない結呆をまねく。
目 的
本発明は、Ｃ／Ｎ比を改善し、スレッシュホールド特性
を改善した高感度のＦＭ信号の復調方式全提供すること
を目的とする。
を改善した高感度のＦＭ信号の復調方式全提供すること
を目的とする。
本発明の要約
本発明では、通常利用されるプリエンファシスを適用し
たカラー映像信号などでＦＭ変調された信号の特質に着
眼し、復調の動作機構を工夫している。すなわち、最も
大きな周波数偏移を与えるカラーサブキャリアによる変
調成分に対し、可変移相器により逆変調を与え、該成分
の周波数個°移を圧縮し、カーソン帯域幅より狭い狭帯
域通過ｐ波器全通すことにより、キャリア電力対雑音電
力比（Ｃ／Ｎ ）ｋ改善し、スレッシュホールド特性全
改善する方式を実現する。
たカラー映像信号などでＦＭ変調された信号の特質に着
眼し、復調の動作機構を工夫している。すなわち、最も
大きな周波数偏移を与えるカラーサブキャリアによる変
調成分に対し、可変移相器により逆変調を与え、該成分
の周波数個°移を圧縮し、カーソン帯域幅より狭い狭帯
域通過ｐ波器全通すことにより、キャリア電力対雑音電
力比（Ｃ／Ｎ ）ｋ改善し、スレッシュホールド特性全
改善する方式を実現する。
特に、特定の周波数成分に注目した回路設計及び受動可
変移相器の適用により、安定でかつ設計容易な復調回路
が簡単に実現される。
変移相器の適用により、安定でかつ設計容易な復調回路
が簡単に実現される。
今、エンファスを適用した映像信号を考えてみる。通常
、カラー映像信号としては、輝度信号とカラー信号から
なり、ＮＴＳＣ方式の場合、約４．２ＭＨｚ までの周
波数成分を含んでいる。その内、主に輝度信号は水平走
査周波数（１５，７５ＫＨｚ ）の倍数の低周波領域に
集中し、カラー成分は３．５８ＭＨｚ近傍に集中してい
る。この種の映像信号が、たとえば、ＣＣＩＲ，ＲＥＣ
４０５−Ｉｆ決められたプリエンファシス回路の適用を
受けると信号の低域部分は、約−ｔｏｃｉＢの高域周波
数成分に対しては、約＋３ｄＢの電力の重み付けが与え
られる。
、カラー映像信号としては、輝度信号とカラー信号から
なり、ＮＴＳＣ方式の場合、約４．２ＭＨｚ までの周
波数成分を含んでいる。その内、主に輝度信号は水平走
査周波数（１５，７５ＫＨｚ ）の倍数の低周波領域に
集中し、カラー成分は３．５８ＭＨｚ近傍に集中してい
る。この種の映像信号が、たとえば、ＣＣＩＲ，ＲＥＣ
４０５−Ｉｆ決められたプリエンファシス回路の適用を
受けると信号の低域部分は、約−ｔｏｃｉＢの高域周波
数成分に対しては、約＋３ｄＢの電力の重み付けが与え
られる。
映像信号として、最も飽和度の高い代表的な標準カラー
パー信号をみると、信号の最大振幅１４０ ＩＲＥに対
して、輝度信号の最大振幅、７７ＩＲＥ。
パー信号をみると、信号の最大振幅１４０ ＩＲＥに対
して、輝度信号の最大振幅、７７ＩＲＥ。
３．５８ ＭＨｚのカラーサブキャリア成分の振幅は８
８ＩＲＥとなっている。従って、この信号全前記のプリ
エンファシス回路による重み付けを行なうと、カラーサ
ブキャリア成分の振幅は１２７ＩＲＥとなり、源信号の
最大振幅１４０ＩＲＥに近い振幅となる。従って、プリ
エンファシスが適用された映像信号で変調されたＦＭ信
号の瞬時周波数変化（偏移）が最も大きくなり、通過帯
域幅の狭帯域化に伴うＣ／Ｎ変化に関し、問題になるの
はこのカラーサブキャリア成分によるものとみなしても
よい。
８ＩＲＥとなっている。従って、この信号全前記のプリ
エンファシス回路による重み付けを行なうと、カラーサ
ブキャリア成分の振幅は１２７ＩＲＥとなり、源信号の
最大振幅１４０ＩＲＥに近い振幅となる。従って、プリ
エンファシスが適用された映像信号で変調されたＦＭ信
号の瞬時周波数変化（偏移）が最も大きくなり、通過帯
域幅の狭帯域化に伴うＣ／Ｎ変化に関し、問題になるの
はこのカラーサブキャリア成分によるものとみなしても
よい。
実施例
第１図に本発明の一実施例の基本構成例を示す。
ＦＭ信号の入力端子１は、外部よシの電気信号により制
御される可変移相器２、狭帯域通過沖波器３、リミッタ
や増幅器などより成る周波数ディスクリミネータ４、Ｆ
Ｍ信号の復調（検波）出力端子５、カラーサブキャリア
（ＮＴＳＣ方式の場合３゜５８ＭＨｚ）近傍の成分全通
過させる帯域通過Ｆ波器６、該周波数成分に対する増幅
器７、該成分に対する位相調整器８などから成る。ここ
で、ＦＭ信号は、入力端子１よシ入り、可変移相器２、
狭帯域通過Ｐ波器３を通った後、ディスクリミネータ４
で周波数復調される。復調されたベースバンド（映像）
信号の一部は、特定周波数成分（カラーサブキャリア近
傍の成分）全通過させる帯域通過Ｐ波器６、増幅器７な
どを通り、位相変調器８で位相調整された後、可変移相
器２に加えられる。この制御信号によシ、可変移相器２
の位相が変化し、入力端子１より入るＦＭ信号の位相が
変化される。この状態においてＦＭ信号の復調（検波）
信号は復調出力端子５より取り出される。なお、第１図
の帯域通過Ｐ波器６、増幅器７、位相調整器８から成る
サブキャリア成分の帰還回路及び可変位相器２を取り除
いた構成は、従来のディスクリミネータによる周波数（
Ｍ ｉ＝１器と全く同じである。
御される可変移相器２、狭帯域通過沖波器３、リミッタ
や増幅器などより成る周波数ディスクリミネータ４、Ｆ
Ｍ信号の復調（検波）出力端子５、カラーサブキャリア
（ＮＴＳＣ方式の場合３゜５８ＭＨｚ）近傍の成分全通
過させる帯域通過Ｆ波器６、該周波数成分に対する増幅
器７、該成分に対する位相調整器８などから成る。ここ
で、ＦＭ信号は、入力端子１よシ入り、可変移相器２、
狭帯域通過Ｐ波器３を通った後、ディスクリミネータ４
で周波数復調される。復調されたベースバンド（映像）
信号の一部は、特定周波数成分（カラーサブキャリア近
傍の成分）全通過させる帯域通過Ｐ波器６、増幅器７な
どを通り、位相変調器８で位相調整された後、可変移相
器２に加えられる。この制御信号によシ、可変移相器２
の位相が変化し、入力端子１より入るＦＭ信号の位相が
変化される。この状態においてＦＭ信号の復調（検波）
信号は復調出力端子５より取り出される。なお、第１図
の帯域通過Ｐ波器６、増幅器７、位相調整器８から成る
サブキャリア成分の帰還回路及び可変位相器２を取り除
いた構成は、従来のディスクリミネータによる周波数（
Ｍ ｉ＝１器と全く同じである。
次に、ＴＶ（映像）信号でＦＭ変調された信号の内、前
述の如く、大きな周波数偏移を与えるカラーサブキャリ
ア成分のみに着目し、第１図の動作を説明する。
述の如く、大きな周波数偏移を与えるカラーサブキャリ
ア成分のみに着目し、第１図の動作を説明する。
今、入力ＦＭ信号を位相に注目し、
５ｉ＝Ａｓｉｎ（ｃ＋＋ｔ＋ａｓｉｎｐｔ〕 −ｆｉｌ
とし、可変位相器０の出力信号音 ５ｏ＝Ａｓｉｎ（ａ＋ｔ＋ｂｓｉｎｐｔ） −１２１と
する。ωはＦＭ信号の中心角周波数、ｐは変調角周波数
（この場合、カラーサブキャリア成分に相当する）であ
る。入力Ｓｉの角周波数偏移は、ΔΩ＝ ａ ｐ 、可
変移相器出力Ｓｏの角周波数偏移は、Δω＝ｌ）ｐであ
る。
とし、可変位相器０の出力信号音 ５ｏ＝Ａｓｉｎ（ａ＋ｔ＋ｂｓｉｎｐｔ） −１２１と
する。ωはＦＭ信号の中心角周波数、ｐは変調角周波数
（この場合、カラーサブキャリア成分に相当する）であ
る。入力Ｓｉの角周波数偏移は、ΔΩ＝ ａ ｐ 、可
変移相器出力Ｓｏの角周波数偏移は、Δω＝ｌ）ｐであ
る。
ディスクリミネータの感度ｑ Ｋ Ｏ、カラーサブキャ
リア通過Ｐ波器及び増幅器の利得ｆ Ｋ １ 、位相調
整器の位相をθとすれは、可変位相器に対する制御電圧
ｅＯｉｌ″ｊ：、 ｅｏ−Ｋｏ−に１・Δａ＋ ｃｏｓ （ｐ ｔ−θ）−
１３）である。一方、可変位相器の位相量０と制御電圧
ｅＯとの間の関・系ヲΦ＝ ｅ ｏ Ｋ ｚとすれば、
Φ＝ＫＯ−Ｋｌ・Ｋｌ・Δωｃｏｓ （ｐ ｔ−θ）・
・・（４）となる。
リア通過Ｐ波器及び増幅器の利得ｆ Ｋ １ 、位相調
整器の位相をθとすれは、可変位相器に対する制御電圧
ｅＯｉｌ″ｊ：、 ｅｏ−Ｋｏ−に１・Δａ＋ ｃｏｓ （ｐ ｔ−θ）−
１３）である。一方、可変位相器の位相量０と制御電圧
ｅＯとの間の関・系ヲΦ＝ ｅ ｏ Ｋ ｚとすれば、
Φ＝ＫＯ−Ｋｌ・Ｋｌ・Δωｃｏｓ （ｐ ｔ−θ）・
・・（４）となる。
今、カラーサブキャリア成分に対する位相調整器８の位
相セ十を調整し、（たとえば、θ−／２とする。） Ｉ） ＝ＫＯ−Ｋｌ −に２ ・Δωｓｉｎ ｐ ｔ＝
に一Δωｓ ｉ ｎ ｐ ｔ −（５）Ｋｏ −Ｋｌ
−に２ ＝Ｋ −（５ａ）とする。このとき、移相器Φ
の入力信号％ Ｓ １ ｔＳＯの位相関係は、 ｂ ５ｉｎｐｔ ＝ ａ ５ｉｎｐｔ −（１） −（
６）ｂ ｓ ｉｎ ｐ ｔ ＝ （ａ −Ｋ ψΔａ＋
）ｓｉｎｐｔ −（７）ｂ ＝ ａ −Ｋ・Δω ・・
・（８）となる。従って、入力Ｓｉの角周波数偏移ΔΩ
＝ａｐに対（７て、可変移相器出力ＳＯの角周波数偏移
は、 Δω＝ΔΩ−に−ｐΔω ・・・（９）となり、 となる。
相セ十を調整し、（たとえば、θ−／２とする。） Ｉ） ＝ＫＯ−Ｋｌ −に２ ・Δωｓｉｎ ｐ ｔ＝
に一Δωｓ ｉ ｎ ｐ ｔ −（５）Ｋｏ −Ｋｌ
−に２ ＝Ｋ −（５ａ）とする。このとき、移相器Φ
の入力信号％ Ｓ １ ｔＳＯの位相関係は、 ｂ ５ｉｎｐｔ ＝ ａ ５ｉｎｐｔ −（１） −（
６）ｂ ｓ ｉｎ ｐ ｔ ＝ （ａ −Ｋ ψΔａ＋
）ｓｉｎｐｔ −（７）ｂ ＝ ａ −Ｋ・Δω ・・
・（８）となる。従って、入力Ｓｉの角周波数偏移ΔΩ
＝ａｐに対（７て、可変移相器出力ＳＯの角周波数偏移
は、 Δω＝ΔΩ−に−ｐΔω ・・・（９）となり、 となる。
すなわち、このような条件下において、可変移相器の出
力信号ＳＯの角周波数偏移は、入力信号のそれに比べて
、１／（１＋に−ｐ） に圧縮される０ 次に、ディスクリミネータ４における信号のスレッシュ
ホールド特性は、復調に伴う通過１？域ｖｊ波器の帯域
幅で決まる。カラーサブキャリア成分の帰還回路がない
通常の復調器の場合、復ＲＬｉｌに必要な通過帯域ｐ波
器の帯域幅Ｂｏはカーソン帯域幅を用いるものとして、 Ｂｏ＝２（ｐ ＋ΔΩ ） ・・・（川となる。これに
対し、帰還をＩ丘とこした本発明では、 トナリ、本発明によるスレッシュホールドレベルの改善
度ηば、 となる。保磁量Ｋｉ大きくとることにより、η〉１とな
９、スレンシュホールド特性の改善が図られる。
力信号ＳＯの角周波数偏移は、入力信号のそれに比べて
、１／（１＋に−ｐ） に圧縮される０ 次に、ディスクリミネータ４における信号のスレッシュ
ホールド特性は、復調に伴う通過１？域ｖｊ波器の帯域
幅で決まる。カラーサブキャリア成分の帰還回路がない
通常の復調器の場合、復ＲＬｉｌに必要な通過帯域ｐ波
器の帯域幅Ｂｏはカーソン帯域幅を用いるものとして、 Ｂｏ＝２（ｐ ＋ΔΩ ） ・・・（川となる。これに
対し、帰還をＩ丘とこした本発明では、 トナリ、本発明によるスレッシュホールドレベルの改善
度ηば、 となる。保磁量Ｋｉ大きくとることにより、η〉１とな
９、スレンシュホールド特性の改善が図られる。
本発明で重要なことは、映像ＦＭ信号の伐調に対し、最
も周波数偏移の太きく、シかも変調周波数の高いカラー
サブキャリア信号成分に着目し、可変移相器と帰還回路
を用いて、当成分による周波数偏移を圧縮し、後調帯域
幅の狭帯域化によってスレッシュホールド特性の改善全
組っている。
も周波数偏移の太きく、シかも変調周波数の高いカラー
サブキャリア信号成分に着目し、可変移相器と帰還回路
を用いて、当成分による周波数偏移を圧縮し、後調帯域
幅の狭帯域化によってスレッシュホールド特性の改善全
組っている。
しかるに、映像ベースバンド信号（０〜４．２ Ｍ Ｈ
ｚ）の内、カラーサブキャリア信号近傍以外の信号成分
に対しては、それらによるＦ’Ｍ信号の周波数偏移の圧
縮を行なっていない。従って、ＦＭ信号を復調したベー
スバンド信号の周波数特性には、通常方式に比べて異な
った特性を示す０すなわち、周波数偏移を圧縮したカラ
ーサブキャリア周波数成分の復調出力は、他の周波数成
分に比べて低下する。
ｚ）の内、カラーサブキャリア信号近傍以外の信号成分
に対しては、それらによるＦ’Ｍ信号の周波数偏移の圧
縮を行なっていない。従って、ＦＭ信号を復調したベー
スバンド信号の周波数特性には、通常方式に比べて異な
った特性を示す０すなわち、周波数偏移を圧縮したカラ
ーサブキャリア周波数成分の復調出力は、他の周波数成
分に比べて低下する。
第２図は、第１図の方式によシ復調されたベースバンド
信号の周波数特性を示す。位相調整器８の位相量が適当
で々いと、可変移相器２の出力ＦＭ信号の周波数偏移幅
は、人力信号のそれに比べて増大し、スレッシュホール
ド特性全劣化させる場合がある。この場合、復調ベース
バンド信号の周波数特性は、第２図とは異なり帰還周波
数近傍で振幅が他の周波数に比べて持ち上がることもあ
る。
信号の周波数特性を示す。位相調整器８の位相量が適当
で々いと、可変移相器２の出力ＦＭ信号の周波数偏移幅
は、人力信号のそれに比べて増大し、スレッシュホール
ド特性全劣化させる場合がある。この場合、復調ベース
バンド信号の周波数特性は、第２図とは異なり帰還周波
数近傍で振幅が他の周波数に比べて持ち上がることもあ
る。
第１図において重要な役割を果たす可変移相器２は、種
々の形態が考えられるが、その−例全第３図に示す。こ
れは、ブリッジ法としてよく知られた回路で、ｎ 、
ｎ’は信号入力家・男子、ｒｎ 、 ｍは信号出力端子
である。ｒは抵抗、Ｒは可変抵抗、Ｃは可変容量である
。
々の形態が考えられるが、その−例全第３図に示す。こ
れは、ブリッジ法としてよく知られた回路で、ｎ 、
ｎ’は信号入力家・男子、ｒｎ 、 ｍは信号出力端子
である。ｒは抵抗、Ｒは可変抵抗、Ｃは可変容量である
。
ここで、可変抵抗Ｒ又は、可変容１Ｃｔ−変化させるこ
とにより、出力信号位相は変化する。ＲまたはＣは可変
抵抗または可変容量ダイオード全周いて実現される。
とにより、出力信号位相は変化する。ＲまたはＣは可変
抵抗または可変容量ダイオード全周いて実現される。
第４図は、可変移相器２として、直列共振系を用いた一
４４成例である。ｎ 、 ｎ’は信号入力端子、ｍ 、
ｍ’は信号用力昂１１子である。Ｃは可変容量、Ｌは
インダクタンス、Ｒは負荷抵抗である。
４４成例である。ｎ 、 ｎ’は信号入力端子、ｍ 、
ｍ’は信号用力昂１１子である。Ｃは可変容量、Ｌは
インダクタンス、Ｒは負荷抵抗である。
今、第４図において入力端子ｅ ｉｎ
ｅ ｉｎ ＝ Ｅ ｓｉｎ ｔｏ ｔ −−−（＋４＋
とすれば、出力電圧ｅ ｏｕｔは −Ｒ ｅ ｏ ｕ ｔ ＝ −ｓ ｉ ｎ （ωを一ψ） −
（＋５）ＺＩ となる。
とすれば、出力電圧ｅ ｏｕｔは −Ｒ ｅ ｏ ｕ ｔ ＝ −ｓ ｉ ｎ （ωを一ψ） −
（＋５）ＺＩ となる。
すなわち、可変容量Ｃを変えることによシ、出力電圧の
位相が変化する。
位相が変化する。
可変容量Ｃと可変移相器２の移相量の関係を第５図に示
す。
す。
従って、先の説明の如き位相制御によシ、カラーサブキ
ャリア成分によるＦＭ波の周波数ｉｉｉ＋ｉ移が圧縮さ
れ、先の効果が得られる。
ャリア成分によるＦＭ波の周波数ｉｉｉ＋ｉ移が圧縮さ
れ、先の効果が得られる。
しかし、この場合、第１５式より、可変容量の変化、す
なわち、位相の変化により出力信号に対して振幅の変化
（振幅変調）が発生される。そのため、当位相器の後段
に用いるリミッタは、十分な振幅抑圧効果を必要とする
。
なわち、位相の変化により出力信号に対して振幅の変化
（振幅変調）が発生される。そのため、当位相器の後段
に用いるリミッタは、十分な振幅抑圧効果を必要とする
。
一方、当回路方式では、自己の持つ共振特性（狭帯域通
過特性）が有効に利用でき、カーソン帯域幅よシ狭い通
過帯域特性をもたせることにより、第１図の狭帯域通過
Ｐｅ、器３を省略することができ、回路栴成の簡略化に
有効である。ここでは、直列共振系による一例を示した
か、並列共振系によっても類似の可変移相器が容易に実
現される。
過特性）が有効に利用でき、カーソン帯域幅よシ狭い通
過帯域特性をもたせることにより、第１図の狭帯域通過
Ｐｅ、器３を省略することができ、回路栴成の簡略化に
有効である。ここでは、直列共振系による一例を示した
か、並列共振系によっても類似の可変移相器が容易に実
現される。
注目すべきは、可変移相器によりＦＭ信号の！１！ｒ戸
変調周波数成分の周波数偏移全圧縮し、狭帯域通過特性
金持つ回路によりＣ，／Ｎ−２改善し、スレッシュホー
ルド特性全改善するものである。
変調周波数成分の周波数偏移全圧縮し、狭帯域通過特性
金持つ回路によりＣ，／Ｎ−２改善し、スレッシュホー
ルド特性全改善するものである。
また、特に受動可変移相器の使用、及び特定周波数成分
の帰還により、安定で実現性の容易な回路方式金与える
。
の帰還により、安定で実現性の容易な回路方式金与える
。
しかし、特定変調周波数偏移の圧縮により、ＦＭ検波信
号の周波数特性上、圧縮された周波数成分の振幅が低下
する。従って、よりよい特性を望むならば、その周波数
成分に対して、特性補償全行なう必要がある。
号の周波数特性上、圧縮された周波数成分の振幅が低下
する。従って、よりよい特性を望むならば、その周波数
成分に対して、特性補償全行なう必要がある。
第６図は、特性補償回路９の一例で、周波数ディスクリ
ミネータの出力１則に、Ｌ ｔ Ｃｔ ｒより成る並列
共振系全接続し、特定周波数の負荷インピーダンス全高
め、振幅特性を増加させ補償する。
ミネータの出力１則に、Ｌ ｔ Ｃｔ ｒより成る並列
共振系全接続し、特定周波数の負荷インピーダンス全高
め、振幅特性を増加させ補償する。
共振系の共振周波数は、その特定周波数近傍に設定され
る。
る。
効果
以上、説明したように本発明は、簡単な構成で実現簡易
な高感度ＦＭ信号復調方式が提供される。
な高感度ＦＭ信号復調方式が提供される。
従って、特に放送衛星受信装置など、スレッシュホール
ドマージンが少なく、址だ、簡易、低コスト性全重視さ
れるシステムにおいては、当方式は極めて有効ガ手段を
与える。
ドマージンが少なく、址だ、簡易、低コスト性全重視さ
れるシステムにおいては、当方式は極めて有効ガ手段を
与える。
第１図は本発明の一実施例の基本構成を示すブロック図
、第２図は第１図の方式により復調されたベースバンド
信号の周波数特性を示す図、第３図は可変移相器２の一
例全油す電気回路図、第４図は可変移相器２として直列
共振千金用いた電気回路図、第５図は可変容量Ｃと可変
移相器２の移相量の関係を示す図、第６図は特性補償回
路９の一例を示す電気回路図で−ある。 １・・・ＦＭ信号の人力端子、２・・・可変移相器、３
・・・狭帯域通過Ｐ波器、４・・・周波数ディスクリミ
ネータ、５・・・復調出力端子、６・・・帯域通過Ｉ１
５波器、７・・・増幅器、訃・・位相調整器、９・・・
特性補偵回路代理人 弁理士 西教用壬一部 第１回 第２図 第４図
、第２図は第１図の方式により復調されたベースバンド
信号の周波数特性を示す図、第３図は可変移相器２の一
例全油す電気回路図、第４図は可変移相器２として直列
共振千金用いた電気回路図、第５図は可変容量Ｃと可変
移相器２の移相量の関係を示す図、第６図は特性補償回
路９の一例を示す電気回路図で−ある。 １・・・ＦＭ信号の人力端子、２・・・可変移相器、３
・・・狭帯域通過Ｐ波器、４・・・周波数ディスクリミ
ネータ、５・・・復調出力端子、６・・・帯域通過Ｉ１
５波器、７・・・増幅器、訃・・位相調整器、９・・・
特性補偵回路代理人 弁理士 西教用壬一部 第１回 第２図 第４図
Claims (1)
- 入力されるＦＭ信号が与えられる可変移相器とＦＭ信号
のカーソン帯域の幅より狭い帯域幅をもつ狭帯域通過ｐ
波器と、周波数ディスクリミネータと、周波数ディスク
リミネータによりＦＭ検波された信号のうち特定の周波
数成分を通過させる泥波器と、該周波数成分に対する位
相調整器とを備え、入力されるＦＭ信号を可変移相器及
び狭帯域通過Ｆ波器全通し、周波数ディスクリミネータ
によりＦＭ＠波し該検波出力信号の一部全上記の特定周
波数成分を通過させる泥波器及び位相調整器全通した後
膣信号により可変移相器を制御し、Ｆ ＩＶＩ信号の特
定の変調周波数成分による周波数偏移全圧縮する方向に
可変移相器で位相制御し、周波数ディスクリミネータか
゛らの検波信号を取り出すことを特徴とする周波数変調
信号の復調方式。
Priority Applications (6)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13498383A JPS6027208A (ja) | 1983-07-22 | 1983-07-22 | 周波数変調信号の復調方式 |
| US06/632,105 US4594556A (en) | 1983-07-22 | 1984-07-18 | Demodulation circuit from FM signals and demodulation system therefor |
| CA000459235A CA1223926A (en) | 1983-07-22 | 1984-07-19 | Demodulation circuit from fm signal and demodulation system therefor |
| AU30888/84A AU552117B2 (en) | 1983-07-22 | 1984-07-20 | Fm demodulation |
| EP84304965A EP0135301B1 (en) | 1983-07-22 | 1984-07-20 | Demodulation circuit from fm signals and demodulation system therefor |
| DE8484304965T DE3469659D1 (en) | 1983-07-22 | 1984-07-20 | Demodulation circuit from fm signals and demodulation system therefor |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13498383A JPS6027208A (ja) | 1983-07-22 | 1983-07-22 | 周波数変調信号の復調方式 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6027208A true JPS6027208A (ja) | 1985-02-12 |
| JPH0122764B2 JPH0122764B2 (ja) | 1989-04-27 |
Family
ID=15141177
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP13498383A Granted JPS6027208A (ja) | 1983-07-22 | 1983-07-22 | 周波数変調信号の復調方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6027208A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2012013251A (ja) * | 2010-06-29 | 2012-01-19 | Sakurai Gijutsu Kenkyusho:Kk | 煙突構造、及び廃熱回収システム |
-
1983
- 1983-07-22 JP JP13498383A patent/JPS6027208A/ja active Granted
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2012013251A (ja) * | 2010-06-29 | 2012-01-19 | Sakurai Gijutsu Kenkyusho:Kk | 煙突構造、及び廃熱回収システム |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0122764B2 (ja) | 1989-04-27 |
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