JPS62281685A - 高感度ｆｍ復調器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ３、発明の詳細な説明 （産業上の利用分野） 本発明はＦＭ復調器に関し、特にテレビジョン信号で周
波数変調（ＦＭ）された信号の受信に際し、入力される
ＦＭ信号が極めて微弱な信号レベルになっても受信感度
に優れているとともに、受信画質が良好な高感度ＦＭ復
調器に関するものである。

（従来の技術） 従来より周波数変調された信号を復調する最も簡単な方
法として、複同調ディスクリミネータ、または遅延線を
用いたディスクリミネータがある。

この場合、復調出力における信号対雑音電力比、つまり
Ｓ／Ｎ比は一般に （Ｓ　／　Ｎ）＝Ｉ　ＦＭ・（Ｃ／Ｎ）　　　　　　・
・・（１）ＩＦＭ：定数（ＩＦＭは一般にＦＭ改善度と
呼ばれる）（Ｃ／Ｎ）：キャリャ信号対雑音電力比で表
わされ、Ｓ／Ｎ比はＣ／Ｎ比に比例する。この関係は（
１）式のＣ／Ｎ比が通常ＬＯｄＢ以上の場合に成立し、
これ以下のＣ／Ｎ比においてはＳ／Ｎ比は急激に低下す
ることが知られている。このように、Ｓ／Ｎ比が（１）
式の関係で示す以上に低下し始めるキャリヤ信号レベル
は、スレッシュホールドレベルと呼ばれることも周知の
通りである。

一方、衛星通信システムの様に衛星の送信電力の制限、
受信アンテナサイズの制約、その他気象条件等による信
号の減衰などから、実際に得られる受信電力は必要量低
減であるところの前述のスレッシュホールドレベル付近
で運用されることが多い。特にテレビジョン信号のＦＭ
伝送を行う衛星通信システムにおいて、受信信号レベル
がスレッシュホールドレベル以下になると復調出力にＦ
Ｍ方式に特有なインパルス雑音が発生し、その結果受信
画像は著しく乱され画質の劣化が顕著になる。したがっ
て受信装置において、このインパルス雑音を除去するこ
とは受信品質の改善のみならずシステムの経済性からも
重要な意義があり、特に放送衛星等の衛星受信システム
において、簡単な構成で優れた受信特性を示す受信局の
実現が最も重要な課題となっている。

以上述べたスレッシュホールド特性を改善する方法とし
て、特公昭６０−２７２０７号公報又は国際公開筒８３
−９７３号パンフレット等に開示のものが知られており
、一部実用に供されている。これらはいずれもカラーテ
レビジョン信号により周波数変調されたＦＭ信号の受信
に際し、ＦＭ帰還方式により前記スレッシュホールド特
性を改善したものである。

第８図に、従来のＦＭ帰還方式によるＦＭ復調器のブロ
ック図を示す。同図において、１はＦＭ信号が印加され
る入力端子、２は復調出力端子。

３は基準バンドパスフィルタ、４は帯域幅および中心周
波数がそれぞれ独立に変化するトラッキングフィルタ、
５はリミッタ回路、６はディスクリミネータ、７はＣ／
Ｎ検出器、８はカラーサブキャリヤ成分を通過させるバ
ンドパスフィルタ、９はトラッキングフィルタ４の中心
周波数を制御するコントロール回路である。１０はバン
ドパスフィルタ８およびコントロール回路９がら構成さ
れるＦＭ帰還回路である。１１はトラッキングフィルタ
４の帯域幅をコントロールするための帯域幅制御端子、
１２はトラッキングフィルタ４の中心周波数をコントロ
ールするための中心周波数制御端子である。

入力端子１に印加されるＦＭ入力信号は、ＦＭ占有帯域
幅（一般にカーソン帯域幅と呼ばれる）にほぼ等しい帯
域幅Ｂ０を有する基準バンドパスフィルタ３を通り、中
心周波数および帯域幅が独立に制御されるトラッキング
フィルタ４を通過する。

さらにリミッタ回路５を経て、ディスクリミネータ６よ
りＦＭ検波される。このとき変調信号であるカラーテレ
ビジョン信号の他に伝送路等で発生する雑音も検波され
て出力される。このうちテレビジョン信号に含まれるカ
ラーサブキャリヤ成分はバンドパスフィルタ８により選
択され、さらにコントロール回路９により適正な振幅１
位相に調整された後、前記トラッキングフィルタ４の中
心周波数制御端子１２に導かれる。また、基準バンドパ
スフィルタ３の出力におけるＣ／Ｎ比を検出するＣ／Ｎ
検出器７の検波出力によってトラッキングフィルタ４の
帯域幅が制御され、該Ｃ／Ｎ比が小さくなるにつれて帯
域幅が狭帯域化される。

以上の構成において、まず入力端子１に入るＦＭ信号は
帯域幅Ｂ０を有する基準バンドパスフィルタ３を通り、
トラッキングフィルタ４に導かれる。この際、基準バン
ドパスフィルタ３の出力におけるキャリヤ信号対雑音比
っまりＣ／Ｎ比がＣ／Ｎ検出器７によって検出され、検
波出力によりトラッキングフィルタ４の帯域幅が制御さ
れる。

このとき、入力端子１に入力される信号レベルがスレッ
シュホールドレベル、すなわち前記Ｃ／Ｎ比＝１０ｄＢ
に相当するレベルより高い場合、トラッキングフィルタ
４の帯域幅ＢはＢ＞８０に設定され、同時にＦＭ帰還回
路１０は開放状態に設定される（この操作は必要に応じ
行われる）。したがって、この状態においてはディスク
リミネータ６に対する復調帯域幅はほぼＢ。に等しい。

一方ＦＭ信号の入力レベルが低下し、基準バンドパスフ
ィルタ３の出方におけるＣ／Ｎ比が１（ｌｄＢ以下のＣ
／Ｎ比になると、Ｃ／Ｎ検出器７の検波出力によりトラ
ッキングフィルタ４の帯域幅Ｂが狭帯域化されると同時
に、ＦＭ帰還回路１゜により抽出されたカラーサブキャ
リヤ成分によってトラッキングフィルタ４の中心周波数
が制御される。この場合、トラッキングフィルタ４の中
心周波数はトラッキングフィルタ４を通過するＦＭ信号
に含まれるカラーサブキャリヤ変調成分による周波数偏
移と追従して変化する様に制御され、いわゆるＦＭ帰還
ががかりスレッシュホールド特性の改善が」よかられる
。

以上のＦＭ帰還方式によるスレッシュホールド特性の改
善については、前記文献に詳述されている。

（発明が解決しようとする問題点） しかしながら、以上の方法は通常の変調信号においては
効果的であるが、特定の変調信号によるＦＭ変調がかけ
られた場合には、かえって逆効果を招き、復調出力にイ
ンパルス雑音を生じ、受信画像の画質が著しく劣化する
という欠点があった。

これを具体的に説明すると、カラーテレビジョン信号に
含まれる輝度信号成分の振幅変化が大きい時すなわちモ
ニタ画面上で白、または黒の字幕等が重畳される場合、
あるいは白と黒の変化模様が存在する場合において生じ
るもので、ＦＭ信号入力レベルが低くなるにしたがいイ
ンパルス雑音が輝度信号の振幅変化点に集中して現われ
るため。

受像画を非常に見にくくするものである。

本発明は以上の欠点を除去し、極めて低Ｃ／Ｎ比に相当
するＦＭ信号入力レベルにおいても簡単な方法で上記イ
ンパルス雑音の発生を制限することを目的とする。

（問題点を解決するための手段） 本発明は、テレビジョン信号によりＦＭ変調されたＦＭ
信号が印加される入力端子と、入力端子に接続され、Ｆ
Ｍ占有帯域幅にほぼ等しい帯域幅をもち、中心周波数が
ｆｏの基準バンドパスフィルタと、基準バンドパスフィ
ルタの出力に接続され、帯域幅と中心周波数ｆ１がそれ
ぞれ帯域幅制御端子及び中心周波数制御端子に印加され
る信号に従って制御可能なトラッキングフィルタと、ト
ラッキングフィルタの出力に縦続接続されるリミッタ回
路及びディスクリミネータと、ディスクリミネータの出
力に接続される復調出力端子と、ディスクリミネータの
出力に接続され、カラーサブキャリア成分を選択するバ
ンドパスフィルタと、入力が該バンドパスフィルタの出
力に接続され、出力がトラッキングフィルタの中心周波
数制御端子に接続され、トラッキングフィルタの中心周
波数を制御するコントロール回路と、入力が基準バンド
パスフィルタの出力又はディスクリミネータの出力に接
続され、出力がトラッキングフィルタの帯域幅制御端子
に接続され、トラッキングフィルタの帯域幅を制御する
Ｃ／Ｎ検出器とを具備する高感度ＦＭ復調器に係る。

本出願はこのような高感度ＦＭ復調器を基に、第１〜第
４の４つの発明を提供する。

第１の発明は上記構成要素に加え、トラッキングフィル
タとリミッタ回路との接続部に挿入される加算器であっ
て、その第１の入力及び出力がそれぞれトラッキングフ
ィルタの出力及びリミッタ回路の入力に接続される加算
器と、基準バンドパスフィルタの出力に接続され、中心
周波数がそれぞれｆ２及びｆ２（ただし、ｆ、＜　ｆよ
＜ｆ、、　ｆよ＝ｆ。）の第１及び第２のバンドパスフ
ィルタと、入力がそれぞれ第１及び第２のバンドパスフ
ィルタの出力に接続され、出力が加算器の第２の入力に
それぞれ接続される第１及び第２のスライサとを設けて
構成される。

第２の発明は上記構成要素に加え、トラッキングフィル
タとリミッタ回路との接続部に挿入される加算器であっ
て、その第１の入力及び出力がそれぞれトラッキングフ
ィルタの出力及びリミッタ回路の入力に接続される加算
器と、基準バンドパスフィルタの出力にそれぞれ接続さ
れ、中心周波数がそれぞれｆ２及びｆ２（ただし、ｆ２
＜ｆ□＜ｆ３゜ｆ工：ｆｏ）の第１及び第２のバンドパ
スフィルタと、第１及び第２のバンドパスフィルタの出
力にそれぞれ接続される第１及び第２のスライサと、Ｃ
／Ｎ検出器の出力信号に基づき、第１及び第２のスライ
サのそれぞれの出力と加算器の第２の入力との間の導通
／開放状態を設定する第１のスイッチと、Ｃ／Ｎ検出器
の出力信号に基づき、コントロール回路の出力とトラッ
キングフィルタの中心周波数制御端子との間の導通／開
放状態を設定する第２のスイッチとを設けて構成される
。

第３の発明は上記構成要素に加え、トラッキングフィル
タとリミッタ回路との接続部に挿入される加算器であっ
て、その第１の入力及び出力がそれぞれトラッキングフ
ィルタの出力及びリミッタ回路の入力に接続される加算
器と、基準バンドパスフィルタの出力に接続され、中心
周波数がｆ２（ただし、　ｆｌ＜ｆ、＜ｆ、又はｆ、＜
　ｆ。≦ｆ工）のバンドパスフィルタと、入力が該バン
ドパスフィルタの出力に接続され、出力が加算器の第２
の入力に接続されるスライサとを設けて構成される。

第４の発明は上記構成要素に加え、トラッキングフィル
タとリミッタ回路との接続部に挿入される加算器であっ
て、その第１の入力及び出力がそれぞれトラッキングフ
ィルタの出力及びリミッタ回路の入力に接続される加算
器と、基準バンドパスフィルタの出力に接続され、中心
周波数がｆ２（ただし、ｆ、＜　ｆ、＜　ｆ、又はｆ２
＜　ｆ。≦ｆ工）のバンドパスフィルタと、該バンドパ
スフィルタの出力に接続されるスライサと、Ｃ／Ｎ検出
器の出力信号に基づき、スライサの出力と加算器の第２
の入力との間の導通／開放状態を設定する第１のスイッ
チと、Ｃ／Ｎ検出器の出力信号に基づき、コントロール
回路の出力とトラッキングフィルタの中心周波数制御端
子との間の導通／開放状態を設定する第２のスイッチと
を設けて構成される。

（作用） 第１の発明は、次のように作用する。入力端子に印加さ
れたＦＭ信号は基準バンドパスフィルタ。

トラッキングフィルタ、リミッタ回路を通過し、ディス
クリミネータでＦＭ検波される。この際、トラッキング
フィルタの帯域幅は、Ｃ／Ｎ検出器で検出される基準バ
ンドパスフィルタの出力又はディスクリミネータの入力
における直接的又は間接的Ｃ／Ｎ比に従って制御され、
一方トラッキングフィルタの中心周波数は、ディスクリ
ミネータの出力からバンドパスフィルタ及び非直線性を
有すコントロール回路を通して得られるカラーサブキャ
リヤ成分により交流的に制御される（ＦＭ帰還）。一方
、基準バンドパスフィルタの出力信号は低域側（ｆ　２
　＜　ｆよ）の第１のバンドパスフィルタ及びこれに接
続される第１のスライサを通過し、これにより低域側の
所定レベル以上の信号が抽出される。また、基準バンド
パスフィルタの出方信号は高域側（ｆ工＜ｆ３）の第２
のバンドパスフィルタ及びこれに接続される第２のスラ
イサを通過し、これにより高域側の所定レベル以上の信
号が抽出される。このようにして抽出された低域側及び
高域側の信号は、トラッキングフィルタで欠如した一部
ＦＭ信号成分を電力的に補完し得るものである。従って
、抽出された低域側及び高域側の信号は加算器によって
トラッキングフィルタを通過した信号と加算され、ＦＭ
復調時にインパルス性雑音の発生が押えられる。

第２の発明は第１の発明の作用中、カラーサブキャリア
成分によるトラッキングフィルタの中心周波数の制御が
第２のスイッチにより選択的に行なわれ、またトラッキ
ングフィルタを通過した信号と抽出された低域側及び高
域側の信号との加算が第１のスイッチにより選択的に行
なわれる点を除き、第１の発明の作用と同様に作用する
。これら第１及び第２のスイッチはＣ／Ｎ検出器で検出
されたＣ／Ｎ比が例えばＬＯｄＢ以下の場合に導通状態
を設定し、それ以外のときは開放状態を設定する。すな
わち、ＦＭ信号の入力レベルが低下した場合にのみ、前
記ＦＭ帰還及び加算動作が実行される。

第３の発明は上述した第１の発明におけるＦＭ帰還の基
本動作に対し、基準バンドパスフィルタの出力を本発明
により設けられた１つのバンドパスフィルタ及びスライ
サを介して低域側又は高域側のいずれか一方の所定レベ
ル以上の信号を抽出し、これをトラッキングフィルタの
出力と加算するよう作用する。

第４の発明は第３の発明におけるＦＭ帰還及び加算動作
が、Ｃ／Ｎ検出器の出力に基づき制御される第２及び第
１のスイッチでそれぞれ選択的に行なわれるよう作用す
る。例えば第１及び第２のスイッチは、Ｃ／Ｎ比が１０
ｄ、Ｂ以下の場合に導通状態となり、それ以外のときは
開放状態となる。

（実施例） 以下、本発明の詳細な説明する。

第１図は本発明の第１の実施例を示すブロック図である
。１はＦＭ信号が印加される入力端子。

２は復調出力端子、３は基準バンドパスフィルタ。

４は帯域幅および中心周波数がそれぞれ独立に変化する
トラッキングフィルタ、５はリミッタ回路、６はディス
クリミネータ、７はＣ／Ｎ検出器、８はカラーサブキャ
リヤ成分を通過させるバンドパスフィルタ、９はトラッ
キングフィルタ４の中心周波数を制御するコントロール
回路である。１０はバントパスフィルタ８およびコント
ロール回路９から構成されるＦＭ帰還回路である。１１
はトラッキングフィルタ４の帯域幅をコントロールする
ための帯域幅制御端子、１２はトラッキングフィルタ４
の中心周波数をコントロールするための中心周波数制御
端子である。以上の構成は前述した第８図の構成と同一
である。

本実施例は上記構成に加え、キャリア再生回路１８およ
びスイッチ１９を具備する。キャリア再生回路１８はバ
ンドパスフィルタ１３及び１６．スライサ１４及び１７
．スイッチ２０並びに加算器１５とから構成されている
。バンドパスフィルタ１３及び１６の入力は基準バンド
パスフィルタ３の出力に接続され、それぞれの出力はス
ライサ１４および１７に接続されている。スライサ１４
および１７の出力はスイッチ２０の一端に接続されてい
る。加算器１５の第１の入力はトラッキングフィルタ４
の出力に接続され、第２の入力はスイッチ２０の他端に
接続され、さらに加算器１５の出力はリミッタ回路５の
入力に接続されている。スイッチ１９はコントロール回
路９とトラッキングフィルタ４の中心周波数制御端子１
２との間に設けられている。スイッチ１９および２０は
Ｃ／Ｎ検出器７の出力により開閉される。

はじめに、説明を簡単にするために、第１図においてキ
ャリア再生回路１８の動作を省略し、またスイッチ１９
は導通状態にあるものとする。この場合、第１図に示す
構成は第８図と同一になり、入力端子１に入力されるＦ
Ｍ信号が復調されて出力端子２に出力されるまでに受け
る作用も全く同様である。すなわち、カラーテレビジョ
ン信号でＦＭ変調されたＦＭ信号入力は基準バンドパス
フィルタ３．トラッキングフィルタ４．リミッタ回路５
を通過しディスクリミネータ６でＦＭ検波される。この
際、トラッキングフィルタ４の帯域幅はＣ／Ｎ検出器７
により制御され、またトラッキングフィルタ４の中心周
波数はディスクリミネータ６の検波出力からＦＭ帰還回
路１０を通して得られるカラーサブキャリヤ成分によっ
て制御される。

ここで、Ｃ／Ｎ検出器７の入力は基準バンドパスフィル
タ３の出力におけるＣ／Ｎ比を直接検出するかあるいは
ディスクリミネータ６の入力におけるＣ／Ｎ比を間接に
検出するかによって、第１図中の記号Ａに示す基準バン
ドパスフィルタ３の出力あるいは同図の記号Ｂに示すデ
ィスクリミネータ６の出力に接続される。また必要によ
り、Ｃ／Ｎ検出器７の出力はスイッチ１９．２０を制御
し、検出されるＣ／Ｎ比が例えばＣ／Ｎ＞１０ｄＢにお
いてのみ、スイッチ１９．２０が開放状態に設定され、
通常のＦＭ検波器としての動作を行なわせることもでき
る。次に、バンドパスフィルタ８及びコントロール回路
９で構成されるＦＭ帰還回路１０は、ディスクリミネー
タ６の出力に含まれるカラーサブキャリア成分をバンド
パスフィルタ８により選択して、その振幅と位相をコン
トロール回路９で調整し、トラッキングフィルタ４の中
心周波数を制御する。この際、コントロール回路９はそ
の入出力特性が非線形であり、入力信号レベルが大きい
程その増幅作用が高められる。すなわちコントロール回
路９は入力されるカラーサブキャリヤ成分の振幅が一定
レベル以下となる期間においては増幅度は下がり、バン
ドパスフィルタ８を通過するカラーサブキャリア成分及
び不要な雑音成分を抑圧する。一方、カラーサブキャリ
ヤ成分が一定レベル以上となる期間においてコントロー
ル回路の増幅度が上がりカラーサブキャリヤ成分による
ＦＭ帰還がかけられる。

以上の状態において、いま変調信号が代表的なテレビジ
ョン信号であるカラーパー信号を取り上げて説明する。

いま、ＦＭ変調の際に送信側で例えばＣＣＩＲＲａｃ、
４０５−１に示されるようなプリエンファシスがかけら
れるものとする。このときのトラッキングフィルタ４を
通過するＦＭ信号の瞬時周波数ｆとトラッキングフィル
タ４の伝送特性の関係を第２図に示す。同図において、
波形ａは変調信号に含まれる輝度成分によるＦＭ信号の
瞬時周波数の時間変化を、波形すはカラーサブキャリヤ
成分による瞬時周波数の時間変化を示している。

このときプリエンファシスのかかる前の変調信号に比べ
ると、エンファシス特性により決まる量だけａの振幅は
圧縮され、ｂの振幅は強勢されることは周知の通りであ
る。したがって、ＦＭ信号の大部分の変調エネルギーは
波形ａの平均的な周波数ｆ工′を中心に、波形すが示す
サブキャリヤ成分による変化部分に集中している。この
ためトラッキングフィルタ４の中心周波数ｆ工を定常的
にはｆ工＝ｆ１′に設定し、カラーサブキャリヤ成分が
存在する期間だけカラーサブキャリヤ成分によりｂの変
化に追従して制御すれば、変調エネルギーの大部分がト
ラッキングフィルタ４を有効に通過し、雑音成分だけが
伝送特性Ｔで定まる減衰を受は雑音電力が低減させられ
る。

以上がＦＭ帰還の基本原理であり、通常の変調信号に対
しては上述した通りの動作が行なわれる。

次に、変調信号の特異な例として第３図（Ａ）のＣに示
す様なパルス信号が考えられる。同図において、Ｃはエ
ンファシス前の変調信号波形、ｄはエンファシス後の変
調信号波形を示す。この様な変調信号をモニタ両面で見
ると、黒を背景とした白のスリット状の画面になること
は明らかで、実際のテレビ信号においては黒を背景とす
る白の字幕等がこれに相当する。またこの様な変調に対
してはカラーサブキャリヤ成分は一般に重畳されないた
め、以下に説明する動作においてカラーサブキャリヤ成
分が及ぼす影響は無視される。一般にＦＭ通信において
は伝送歪の軽減、雑音特性の改善等からエンファシスを
かけるのが通常である。

特に、本例の様なカラーテレビジョン信号のＦＭ伝送に
おいては、ＣＣＩＲＲｅｃ、４０５−１に示されるエン
ファシス特性が適用されることは前述した通りである。

従って、第３図（Ａ）のＣに示す原波形のままＦＭ変調
されることは少なく、ｄに示す様にプリエンファシスを
かけた後ＦＭ変調される。その結果、ＦＭ信号の瞬時周
波数ｆも、波形ｄに比例して変移し第３図（Ａ）に示す
ｆ＝ｆ、〜ｆ３の様に変化する。従って、波形ｄに示す
変調信号でＦＭ変調された信号が伝送特性ｇで示すトラ
ッキングフィルタを通過すると時刻ｔ工′とｔ２′にＦ
Ｍ伝送路の遅延時間を考慮した時刻ｔ□＋　１．におい
てＦＭ信号の瞬時周波数ｆはトラッキングフィルタの減
衰域にまで広がり、ＦＭ信号は時刻ｔ工Ｉ　ｔ、におい
て大きな損失を受ける。その結果、トラッキングフィル
タ４の出力におけるＣ／Ｎ比が時刻ｔ工＋　ｔｚにおい
て瞬間的に大きく劣化し、ディスクリミネータ６でＦＭ
検波されて得られる復調出力にも時刻ｔＬＩ　ｔ、とほ
ぼ同時刻に（実際は回路の遅延時間分だけ遅れる）、Ｆ
Ｍ方式特有のインパルス雑音が重畳される。これをモニ
タ画面で見ると、特定の場所にインパルス雑音が集中し
、画面が非常に見にくくなる。

本発明はこの瞬時的なＣ／Ｎ劣化を防止するため、新た
にキャリヤ再生回路を設け、失うキャリヤ信号電力を補
償するものである。

次に以上の説明で省略していた本実施例のキャリヤ再生
回路１８の動作について述べる。第１図においてトラッ
キングフィルタ４．バンドパスフィルタ１６．ＩＪの中
心周波数はそれぞれｆ工１Ｌｌｆ３であり、バンドパス
フィルタ１６．１３の帯域幅はいずれもトラッキングフ
ィルタ４のそれより比較的に狭いものとする。またスラ
イサ１４．１７は入力される信号のレベルが一定の値以
上の場合だけ信号を出力するレベルスライサであり、加
算器１５はスライサ１４．１７の出力とトラッキングフ
ィルタ４の出力を合成するものである。また、スイッチ
２０は通常、導通状態に設定される。

ここで、第３図（Ａ）に示す特性ｅ　ｒ　ｇ　＋　ｈは
それぞれバンドパスフィルタ１６．トラッキングフィル
タ４．バンドパスフィルタ１３の伝送特性を表わしてい
る。また、第３図（Ｂ）に示す波形ｅＩ　、　ｇＪ　、
　ｈＪは伝送特性がそれぞれｅ　ｒ　ｇ　Ｔ　Ｋである
フィルタを通過するＦＭ信号のエンベロープ波形を示し
ている。すなわちｇ′はトラッキングフィルタ４を通過
するＦＭ信号のエンベロープ波形を示し、前述の通り時
刻ｔ工ｌ　　ｔ、近傍で大きなレベル低下が生じている
。ｈ′はバンドパスフィルタ１３を通過するＦＭ信号の
エンベロープ波形、ｅ′はバンドパスフィルタ１６を通
過するＦＭ信号のエンベロープ波形を示し、いずれも時
刻ｔ工およびｔ２で大きなバースト状の波形を示してい
る。またｈｌ　、　ｅＩで示す信号はさらに一定レベル
以上の振幅だけを通すスライサ１４　、１７で波形整形
され、スイッチ２０を経て加算器１５に導かれ、トラッ
キングフィルタ４の出力ｇ＋と合成される。このときス
ライサ１４．１７のスライサレベル（信号を通過させる
ための閾値）とトラッキングフィルタ４の出力レベルの
設定を調整することにより、キャリヤ再生回路１８を通
過する雑音電力の影響を少なくすることができる。

また第３図（Ｂ）中のｅ　Ｉ　、　ｇ　Ｉ　、　ｈ　ｌ
の波形が示す通り時刻ｔ工＋ｔａ近傍においてそれぞれ
の信号が電力的に相補的な関係にあるため、加算器１５
による電力合成を行うと加算器出力におけるＣ／Ｎ比は
変調信号の時間的な変化に関係なく一定にすることが可
能になる。

以上、本発明の第１の実施例を説明した。この実施例で
はＣ／Ｎ検出器７の出力で制御されるスイッチ１９．２
０を具備していたが、第２の実施例としてこれらを設け
ることなく構成することもできる。すなわち、スライサ
１４．１７の出力を直接加算器１５の第２の入力に接続
し、一方コントロール回路９の出力を直接トラッキング
フィルタ４の中心周波数制御端子に接続した構成とする
こともできる。

次に、本発明の第３の実施例を説明する。第４図は第３
の実施例を示すブロック図である。第３の実施例は第１
の実施例中のキャリア再生回路１８の構成を簡素化した
もので、バンドパスフィルタ１６とそれと縦続接続され
るスライサ１７を取り除いたもので、その他の構成は第
１図と全く同様である。従って、第３の実施例はキャリ
ヤ再生動作をトラッキングフィルタの低域あるいは高域
側いずれか一方の周波数成分について行なったものであ
る。従って、第４図に示すバンドパスフィルタ１３の中
心周波数ｆ３″およびトラッキングフィルタ４の中心周
波数ｆ工′は第１の実施例で説明したものに比べ若干量
のオフセットをかけ、ｆ工’＜ｆよ及びｆ、’＜ｆ、あ
るいはｆ工’＞ｆよおよびｆ、’＞ｆ２の様に設定する
。これはキャリヤ再生を省略した側の信号電力の損失を
補い、長い時間にわたる平均的な信号電力の損失を最小
限にするための操作である。つまり、トラッキングフィ
ルタ４の中心周波数を例えば黒レベルの変調成分側にオ
フセットすることにより第３図（Ｂ）のｇ′に示すエン
ベロープ波形において時刻ｔ工で生じる大きな損失をバ
ンドパスフィルタ１３で補い１時刻ｔ２で生じる小さな
損失は無視するものである。この結果、第４図に示す第
３の実施例においても、第１の実施例に比べその効果に
実用上の差は殆ど認められなくでき、回路の簡素化等に
有効な方法となる。

以上、第３の実施例を説明した。第３の実施例では第１
の実施例と同様スイッチ１９及び２０を具備していたが
、第４の実施例として第２の実施例と同様、これらのス
イッチを省略した構成とすることもできる。

次に１本発明の効果について図面を用いて具体的に説明
する。

第５図（Ａ）はテレビジョン信号の最も簡単なモデル波
形を表わしたパルス信号Ｖ□（１）で、垂直。

及び水平同期信号が省略された波形を示している。

同図（Ａ）においてパルスの立上り、立下り時間α、パ
ルス半値幅β、繰り返し周期Ｔ０はＴＶ標準方式の一つ
であるＮＴＳＣ方式の信号形式に準じ（２）式に示す値
をとるものとする。

このとき波形Ｖ工（１）は ｖ２（ｔ）＝Ａ、＋Ｃ１ｃｏｓ　ω。ｔ＋Ｃ，ｃｏｓ　
２　ω、ｔ−１−・＋Ｃｆ１ｃｏｓ　ｎ　ω。ｔ＋−＝
Ａ０＋ΣＣ４ｃｏｓｎω。ｔ・・・（３）ｎ＝１ ω。＝２ｔｃ／Ｔ、ｔ＝時間、ｎ＝１．２，３．−とい
うフーリエ級数で表わすことができる。

一方エンファシスについては前述の通りＣＣＩＲＲｅｃ
、４０５−１図１にカーブＡにてプリエンファシス特性
Ｔが、また同資料図２に抵抗、コンデンサ、コイルで構
成されるプリエンファシス回路が詳細に記述されている
。一方、上記プリエンファシス回路の伝達関数Ｔ′につ
いても一般回路理論より既知の事実として知られており
、上記特性Ｔ、Ｔ’は１Ｔ１＝に工・ＩＴ″ま ただしＴ’　：　ＣＣＩＲＲｅｃ、４０５−１にて規定
されるプリエンファシス回路の伝送特性 に１：上記エンファシス特性カーブＡにて規定される利
得係数（Ｋ１＝１．４７） θ　：上記伝送特性Ｔ′が示す位相特性Ｒ，Ｒ３，Ｌ：
上記プリエンファシス回路の素子定数。

として表わされる。

次に（３）式に示すパルス信号ｖ　１（ｔ）に前記エン
ファシス特性Ｔを与えると、エンファシス後の信号Ｖ　
２　（ｔ）は（４）式２（５）式を用いて（以下余白） Ｖ２　（ｔ）＝Ａ（１’　＋　ｋｘ　Ｃ１ｃｏｓ（ω、
ｔ＋０１）＋　ｋ、　Ｃ，ｃｏｓ（２ω。ｔ＋０２）＋
−＋ｋｎＣ，１ｃｏｓ（ｎ　（＋３゜ｔ＋θｆｌ）＋−
−−−・・”　ＡＯ’＋Σに、Ｃ，１ｃｏｓ（ｎ　Ｃ１
１ａｔ＋θｎ）　　　　　　−−−−−−（６）ｎ＝ま ただしＡ。’＝Ａｏ−に、＝定数（Ｋ、＝１／３．１６
）ｋ、、＝ｌＴｌｎ と表わされる。いま、簡単に変調信号の最高周波数を４
．２ＭＨｚに制限し、このとき位相歪は生じないものと
し等価的に変調信号に理想ローパスフィルタ特性を与え
２（３）式２（６）式の近似計算すると。

それぞれの波形特性が第５図（Ｂ）および（Ｃ）に示す
Ｖ工’　（ｔ）　、　ｖ２’　（ｔ）として得られる。

この結果ｖ２′（１）はＶ工′（ｔ）の時間的変化率が
大きい変化点でほぼ等しい振幅に、また変化点を過ぎた
定常状態においては約１／３．１６に振幅が圧縮される
。従って、変調信号ｖ、’（ｔ）でＦＭ変調されるＦＭ
信号の瞬時周波数ｆも全く同様の偏移を受ける２今、実
際の通信衛星システムを例にとると４．２Ｍ１（ｚの帯
域をもつカラーテレビジョン信号がＣＣＩＲＲｅｃ、４
０５−１に示されるプリエンファシスがかけられ、最大
周波数偏移±１０．７５Ｍ１（ｚでＦＭ伝送される。ま
た一般にカラーテレビジョン信号は、画像成分が１００
ＩＲＥ、同期成分が４０ＩＲＥの振幅比で構成されてい
る。このうち画像成分の波形が第５図（Ａ）の波形Ｖｌ
（ｔ）に示すパルス信号と等価なものとする。このとき
第５図（Ｂ）２（Ｃ）が示す結果からＦＭ信号の瞬時周
波数変化に換算すると、第６図に示す通り、ＦＭＭ号の
瞬時周波数ｆと基準バンドパスフィルタ３及びトラッキ
ングフィルタ４の特性との相対的な周波数関係が得られ
る。

ここで、第６図の記号ｊに示す波形はエンファシスがか
けられたＦＭ変調信号の瞬時周波数変化（図中（）内の
数値は変調信号における振幅をＩＲＥ単位で表わした値
を示す）を、ｋはトラッキングフィルタ４の伝送特性、
Ｂは同フィルタの帯域幅を、Ｑは基準バンドパスフィル
タ３の伝送特性を示す、またＢ。は基準バンドパスフィ
ルタ３の母域幅で、通常Ｂｏ＝３０ＭＨｚに選ばれる。

またΔｆはトラッキングフィルタ４の中心周波数ｆ□か
らの離調周波数を表わし、ｆ４は黒レベルの最大値に相
当したＦＭ信号の瞬時周波数、ｆ５は黒レベルの最小値
に相当した瞬時周波数を、またｆ、、　ｆ、は同様にそ
れぞれ白レベルの最小、最大値に相当したＦＭ信号の瞬
時周波数である。この場合通常ｆｘ　′＝（ｆｓ＋　ｆ
ｓ）／２＝　ｆｘとなる様設定される。このときＦＭ信
号の瞬時周波数ｆがｆ〉ｆ、またはｆ＜ｆ、となる期間
は極めて短く、第５図に示す通り、約０．８μｓ以内で
１周期あたりの平均的な電力損失は殆ど無視されるが、
この間に生じる瞬時的なＣ／Ｎ劣化は画面上視覚的に無
視できない影響を及ぼす。いまトラッキングフィルタが
一段のＬＣ共振器より構成されているものとすると、そ
の伝送損失りは ただしΔｆ＝中心周波数からの離調周波数Ｂ　＝帯域幅 で表わされる。いま、原波形において振幅一定である白
又は黒変調期間内に生じるＦＭ信号電力の損失の変化を
考える。第６図においてｆ＝ｆ、あるいはｆ＝ｆ、にお
ける最小損失Ｌ工を基準とした損失比γは（９）式より で表わされる。　（１０）式に第６図に周波数関係で示
す数値を代入し、トラッキングフィルタ４の帯域幅Ｂを
パラメータにして白または黒変調期間中の損失比の変化
を、ＦＭ信号の瞬時周波数偏移Δｆを変数にして表わし
たものが第７図に示されている。本例の様なＦＭ帰還方
式の場合、低Ｃ／Ｎにおいて、トラッキングフィルタの
帯域幅Ｂは通常８〜１２ＭＨｚ程度に設定される。従っ
て、第７図からＢ＝８〜１２Ｍ）（ｚにおける最大損失
比γ、。＝Ｌ／Ｌ、は約７〜９ｄＢになり、トラッキン
グフィルタ出力におけるＣ／Ｎ比も時刻によって同様に
約７〜９ｄＢＣ／Ｎ比が劣化する。その結果、たとえ復
調出力にデエンファシス特性が与えられ振幅一定の白ま
たは黒信号が復調されても、その信号にはある特定の時
刻において多数のインパルス雑音が集中して重畳される
ためモニタ上の画質は非常に見にくくなる。特に、本発
明の適用例の一つである衛星通信システムにおいては、
受信信号レベルが前述したスレッシュホールドレベルに
近いため、得られるＣ／Ｎ比も１０ｄＢ前後であり。

この定常的なＣ／Ｎ比にさらに上記劣化７〜９ｄＢが加
えられると、瞬時的ではあるが復調Ｃ／Ｎ比はＣ／Ｎ＝
３〜１ｄＢに低下し、殆ど復調不能に陥る。この結果、
受信品質は極めて悪化し受信画像として視覚上耐えがた
い影響を受ける。

本発明は以上の欠点の原因である信号電力の損失を高周
波的に処理し、信号電力の再生を行うため極めて高速に
動作し、上述した瞬時的な損失比の増加に対−しても十
分追従してＣ／Ｎ比の回復がはかられ、変調信号のあら
ゆる波形変化に対しても忠実に復調され、受信画質の改
善が可能になる。

（発明の効果） 以上詳細に説明した様に、本発明によればＦＭ帰還方式
において、特定の変調信号によるＦＭ変調がかけられた
時に生じる変調エネルギーの損失を、キャリヤ再生回路
を設けることによって失われた変調エネルギーを回復さ
せ、ＴＶ標準方式で認められたあらゆる変調波形に対し
ても瞬時的なＣ／Ｎ低下を防ぐことを可能にし、衛星通
信システムの様に低受信レベルにおいても高感度でかつ
受信品質の良いＦＭ復調器が実現される。従来、この種
のＦＭ復調方式にはフェーズロックドループ（Ｐ　Ｌ　
Ｌ）方式と、第１図に示す様なＦＭ帰還方式によるもの
があり、特に前者の場合、回路構成の複雑性、ＩＦ周波
数選定時の制約といった設計自由度の点で問題があり、
また後者においても特異条件における復調信号の品質に
難点があった。

本発明は回路構成も極めて簡単で、複雑な調整も不要な
ため、衛星受信機のように高いコストパフォーマンスが
求められるシステムに適用可能なものである。

また本発明は受信レベルがある一定の値、例えばスレッ
シュホールドレベル以上の場合には、全く通常方式のＦ
Ｍ復調動作に自動的に切換えることもできるため、受信
される信号電力の大小にかかわらず総合的に受信品質に
優れたＦＭ復調が可能になる。さらに、以上の説明では
テレビ標準方式の一つであるＮＴＳＣ方式について述べ
たが、他の方式つまりＰＡＬあるいはＳＥＣＡＭ方式に
おいても全く同様な効果が得られる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の第１の実施例を示すブロック図、第２
図は第１の実施例のＦＭ帰還の原理を説明するための図
、第３図は第１の実施例におけるキャリヤ再生回路の動
作原理を説明するための図、第４図は本発明の第３の実
施例を示すブロック図、第５図は第１の実施例における
エンファシス作用を説明するための波形図、第６図は第
１の実施例の動作における周波数関係を示す図、第７図
は本発明の詳細な説明するための損失比特性図、第８図
は従来の高感度ＦＭ復調器を示すブロック図である。 １・・・入力端子、　　　　２・・・復調出力端子、３
・・・基準バンドパスフィルタ。 ４・・・トラッキングフィルタ、 ５・・・リミッタ回路、　　　６・・・ディスクリミネ
ータ、７・・・Ｃ／Ｎ検出器、 ８．１３．１６・・・バンドパスフィルタ、９・・・コ
ントロール回路、１０・・・ＦＭ帰還回路、１１・・・
帯域幅制御端子、　１２・・・中心周波数制御端子、１
４．１７・・・スライサ、　　　１５・・・加算器。 １８・・・キャリヤ再生回路、１９．２０・・・スイッ
チ。

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. （１）テレビジョン信号によりＦＭ変調されたＦＭ信号
   が印加される入力端子と、 入力端子に接続され、ＦＭ占有帯域幅にほぼ等しい帯域
   幅をもち、中心周波数がｆ＿０の基準バンドパスフィル
   タと、 基準バンドパスフィルタの出力に接続され、帯域幅と中
   心周波数ｆ＿１がそれぞれ帯域幅制御端子及び中心周波
   数制御端子に印加される信号に従って制御可能なトラッ
   キングフィルタと、 トラッキングフィルタの出力に縦続接続されるリミッタ
   回路及びディスクリミネータと、 ディスクリミネータの出力に接続される復調出力端子と
   、 ディスクリミネータの出力に接続され、カラーサブキャ
   リア成分を選択するバンドパスフィルタ入力が該バンド
   パスフィルタの出力に接続され、出力がトラッキングフ
   ィルタの中心周波数制御端子に接続され、トラッキング
   フィルタの中心周波数を制御するコントロール回路と、 入力が基準バンドパスフィルタの出力又はディスクリミ
   ネータの出力に接続され、出力がトラッキングフィルタ
   の帯域幅制御端子に接続され、トラッキングフィルタの
   帯域幅を制御するＣ／Ｎ検出器とを具備する高感度ＦＭ
   復調器において、トラッキングフィルタとリミッタ回路
   との接続部に挿入される加算器であって、その第１の入
   力及び出力がそれぞれトラッキングフィルタの出力及び
   リミッタ回路の入力に接続される加算器と、基準バンド
   パスフィルタの出力に接続され、中心周波数がそれぞれ
   ｆ＿２及びｆ＿３（ただし、ｆ＿２＜ｆ＿１＜ｆ＿３、
   ｆ＿１≒ｆ＿０）の第１及び第２のバンドパスフィルタ
   と、 入力がそれぞれ第１及び第２のバンドパスフィルタの出
   力に接続され、出力が加算器の第２の入力にそれぞれ接
   続される第１及び第２のスライサを設けたことを特徴と
   する高感度ＦＭ復調器。
2. （２）テレビジョン信号によりＦＭ変調されたＦＭ信号
   が印加される入力端子と、 入力端子に接続され、ＦＭ占有帯域幅にほぼ等しい帯域
   幅をもち、中心周波数がｆ＿０の基準バンドパスフィル
   タと、 基準バンドパスフィルタの出力に接続され、帯域幅と中
   心周波数ｆ＿１がそれぞれ帯域幅制御端子及び中心周波
   数制御端子に印加される信号に従って制御可能なトラッ
   キングフィルタと、 トラッキングフィルタの出力に縦続接続されるリミッタ
   回路及びディスクリミネータと、 ディスクリミネータの出力に接続される復調出力端子と
   、 ディスクリミネータの出力に接続され、カラーサブキャ
   リア成分を選択するバンドパスフィルタと、 入力が該バンドパスフィルタの出力に接続され、出力が
   トラッキングフィルタの中心周波数制御端子に接続され
   、トラッキングフィルタの中心周波数を制御するコント
   ロール回路と、 入力が基準バンドパスフィルタの出力又はディスクリミ
   ネータの出力に接続され、出力がトラッキングフィルタ
   の帯域幅制御端子に接続され、トラッキングフィルタの
   帯域幅を制御するＣ／Ｎ検出器とを具備する高感度ＦＭ
   復調器において、トラッキングフィルタとリミッタ回路
   との接続部に挿入される加算器であって、その第１の入
   力及び出力がそれぞれトラッキングフィルタの出力及び
   リミッタ回路の入力に接続される加算器と、基準バンド
   パスフィルタの出力にそれぞれ接続され、中心周波数が
   それぞれｆ＿２及びｆ＿３（ただし、ｆ＿２＜ｆ＿１＜
   ｆ＿３、ｆ＿１≒ｆ＿０）の第１及び第２のバンドパス
   フィルタと、 第１及び第２のバンドパスフィルタの出力にそれぞれ接
   続される第１及び第２のスライサと、Ｃ／Ｎ検出器の出
   力信号に基づき、第１及び第２のスライサのそれぞれの
   出力と加算器の第２の入力との間の導通／開放状態を設
   定する第１のスイッチと、 Ｃ／Ｎ検出器の出力信号に基づき、コントロール回路の
   出力とトラッキングフィルタの中心周波数制御端子との
   間の導通／開放状態を設定する第２のスイッチ を設けたことを特徴とする高感度ＦＭ復調器。
3. （３）テレビジョン信号によりＦＭ変調されたＦＭ信号
   が印加される入力端子と、 入力端子に接続され、ＦＭ占有帯域幅にほぼ等しい帯域
   幅をもち、中心周波数がｆ＿０の基準バンドパスフィル
   タと、 基準バンドパスフィルタの出力に接続され、帯域幅と中
   心周波数ｆ＿１がそれぞれ帯域幅制御端子及び中心周波
   数制御端子に印加される信号に従って制御可能なトラッ
   キングフィルタと、 トラッキングフィルタの出力に縦続接続されるリミッタ
   回路及びディスクリミネータと、 ディスクリミネータの出力に接続される復調出力端子と
   、 ディスクリミネータの出力に接続され、カラーサブキャ
   リア成分を選択するバンドパスフィルタと、 入力が該バンドパスフィルタの出力に接続され、出力が
   トラッキングフィルタの中心周波数制御端子に接続され
   、トラッキングフィルタの中心周波数を制御するコント
   ロール回路と、 入力が基準バンドパスフィルタの出力又はディスクリミ
   ネータの出力に接続され、出力がトラッキングフィルタ
   の帯域幅制御端子に接続され、トラッキングフィルタの
   帯域幅を制御するＣ／Ｎ検出器とを具備する高感度ＦＭ
   復調器において、トラッキングフィルタとリミッタ回路
   との接続部に挿入される加算器であって、その第１の入
   力及び出力がそれぞれトラッキングフィルタの出力及び
   リミッタ回路の入力に接続される加算器と、基準バンド
   パスフィルタの出力に接続され、中心周波数がｆ＿２（
   ただし、ｆ＿１≦ｆ＿０＜ｆ＿２、又はｆ＿２＜ｆ＿０
   ≦ｆ＿１）のバンドパスフィルタと、入力が該バンドパ
   スフィルタの出力に接続され、出力が加算器の第２の入
   力に接続されるスライサを設けたことを特徴とする高感
   度ＦＭ復調器。
4. （４）テレビジョン信号によりＦＭ変調されたＦＭ信号
   が印加される入力端子と、 入力端子に接続され、ＦＭ占有帯域幅にほぼ等しい帯域
   幅をもち、その中心周波数がｆ＿０の基準バンドパスフ
   ィルタと、 基準バンドパスフィルタの出力に接続され、帯域幅と中
   心周波数ｆ＿１がそれぞれ帯域幅制御端子及び中心周波
   数制御端子に印加される信号に従って制御可能なトラッ
   キングフィルタと、 トラッキングフィルタの出力に縦続接続されるリミッタ
   回路及びディスクリミネータと、 ディスクリミネータの出力に接続される復調出力端子と
   、 ディスクリミネータの出力に接続され、カラーサブキャ
   リア成分を選択するバンドパスフィルタと、 入力が該バンドパスフィルタの出力に接続され、出力が
   トラッキングフィルタの中心周波数制御端子に接続され
   、トラッキングフィルタの中心周波数を制御するコント
   ロール回路と、 入力が基準バンドパスフィルタの出力又はディスクリミ
   ネータの出力に接続され、出力がトラッキングフィルタ
   の帯域幅制御端子に接続され、トラッキングフィルタの
   帯域幅を制御するＣ／Ｎ検出器とを具備する高感度ＦＭ
   復調器において、トラッキングフィルタとリミッタ回路
   との接続部に挿入される加算器であって、その第１の入
   力及び出力がそれぞれトラッキングフィルタの出力及び
   リミッタ回路の入力に接続される加算器と、基準バンド
   パスフィルタの出力に接続され、中心周波数がｆ＿２（
   ただし、ｆ＿１≦ｆ＿０＜ｆ＿２又はｆ＿２＜ｆ＿０≦
   ｆ＿１）のバンドパスフィルタと、入力が該バンドパス
   フィルタの出力に接続され、出力が加算器の第２の入力
   に接続されるスライサと、 Ｃ／Ｎ検出器の出力信号に基づき、スライサの出力と加
   算器の第２の入力との間の導通／開放状態を設定する第
   １のスイッチと、 Ｃ／Ｎ検出器の出力信号に基づき、コントロール回路の
   出力とトラッキングフィルタの中心周波数制御端子との
   間の導通／開放状態を設定する第２のスイッチ を設けたことを特徴とする高感度ＦＭ復調器。