JPS6027271B2 - インバ−タ装置 - Google Patents
インバ−タ装置Info
- Publication number
- JPS6027271B2 JPS6027271B2 JP53003055A JP305578A JPS6027271B2 JP S6027271 B2 JPS6027271 B2 JP S6027271B2 JP 53003055 A JP53003055 A JP 53003055A JP 305578 A JP305578 A JP 305578A JP S6027271 B2 JPS6027271 B2 JP S6027271B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- commutation
- thyristor
- reverse conduction
- saturable reactor
- voltage
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
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- Inverter Devices (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
この本発明は強制転流形サィリスタインバータに関する
ものであり、とりわけ負荷電流を流す主サィリスタに逆
導通サィリスタを使用した場合の素子の保護に関するも
のである。
ものであり、とりわけ負荷電流を流す主サィリスタに逆
導通サィリスタを使用した場合の素子の保護に関するも
のである。
強制転流形サィリスタィンバータには、その制御方法に
より電圧制御形、電流制御形ィンバータ等の区別あるい
は定電圧定周波（ＣＶＣＦ）、可変電圧可変周波（ＶＶ
ＶＦ）ィソバータ等の区別があるが、以下電圧制御形Ｃ
ＶＣＦインバータを例にとって説明する。
より電圧制御形、電流制御形ィンバータ等の区別あるい
は定電圧定周波（ＣＶＣＦ）、可変電圧可変周波（ＶＶ
ＶＦ）ィソバータ等の区別があるが、以下電圧制御形Ｃ
ＶＣＦインバータを例にとって説明する。
第１図は従来例の回路を示し、第２図は第１図従来例の
動作を説明するための図である。第１図においてたとえ
ば交流出力Ｒ相について構成を説明すると、定電圧電源
１１よりｄｖ／ｄｔ抑制及び短絡時の電流抑制のための
りアクトル１２を通して供給される直流電力は、逆導通
すィリスタの直列回路２０及び２１のオン、オフにより
交流電力に変換される。前記逆導通サィリスタ２０，２
１と並列に転流補助用サィリスタ２６及び２７の直列回
路を接続し、それぞれの直列中間接続点間に転流コンデ
ンサ２４及び転流リアクトル２５の直列回路を接続する
。可飽和リアクトル２２及び２３はそれぞれ逆導通サイ
リスタ２０及び２１と直列に接続されｄｖ／ｄｔ及びｄ
ｉ／ｄｔを抑制する働きをし、可飽和リアクトル２８及
び２９はそれぞれ転流補助用サィリスタ２６及び２７と
直列に接続され、ｄｖ／ｄｔを抑制する働きをする。ま
た、第１図で３００，４０川まＳ相とＴ相を示し、Ｒ相
２００と全く同一の構成である。回路の動作は特公昭４
２−１５０６１等により極く周知であるので省く。技術
動向としてィンバータが高圧化、大容量化するに従い、
大容量の逆阻止サィリスタが改良されてきたが、逆阻止
サイリスタでは大容量化の反面ターンオフ時間が長くな
り、従来の回路設計法では充分な余裕がとれなくなって
きた。
動作を説明するための図である。第１図においてたとえ
ば交流出力Ｒ相について構成を説明すると、定電圧電源
１１よりｄｖ／ｄｔ抑制及び短絡時の電流抑制のための
りアクトル１２を通して供給される直流電力は、逆導通
すィリスタの直列回路２０及び２１のオン、オフにより
交流電力に変換される。前記逆導通サィリスタ２０，２
１と並列に転流補助用サィリスタ２６及び２７の直列回
路を接続し、それぞれの直列中間接続点間に転流コンデ
ンサ２４及び転流リアクトル２５の直列回路を接続する
。可飽和リアクトル２２及び２３はそれぞれ逆導通サイ
リスタ２０及び２１と直列に接続されｄｖ／ｄｔ及びｄ
ｉ／ｄｔを抑制する働きをし、可飽和リアクトル２８及
び２９はそれぞれ転流補助用サィリスタ２６及び２７と
直列に接続され、ｄｖ／ｄｔを抑制する働きをする。ま
た、第１図で３００，４０川まＳ相とＴ相を示し、Ｒ相
２００と全く同一の構成である。回路の動作は特公昭４
２−１５０６１等により極く周知であるので省く。技術
動向としてィンバータが高圧化、大容量化するに従い、
大容量の逆阻止サィリスタが改良されてきたが、逆阻止
サイリスタでは大容量化の反面ターンオフ時間が長くな
り、従来の回路設計法では充分な余裕がとれなくなって
きた。
これに対し、最近逆導通サィリスタが開発されターンオ
フ時間を増すことなく大容量化が可能になったが、反面
その半導体としての構造より逆導通部に流れる電流の−
ｄｉ／ｄｔを抑える必要が生じた。しかし、この現象に
対しては、逆導通サィリスタと直列に可飽和リアクトル
を接続すれば可飽和リアクトルの性質から素子にとって
望ましい保護ができることから、第１図の回路が使用さ
れている。第２図にそって第１図の欠点を説明すると以
下の如くである。第２図においてａ，ｂはそれぞれ逆導
通サィリスタ２０１こ流れる電流ｉａ及びアノード・カ
ソード電圧ｖａであり、ｃ，ｄはそれぞれ逆導通サィリ
スタ２１に流れる電流ｉｂ及びアノード・カソード電圧
ｖｅである。時刻ｔ，かららまでの転流期間を例にとる
と、時亥比，の直前では負荷電流はＲ端子−逆導通サイ
リスタ２１一可飽和リアクトル２３一直流電源１１（−
）側の方向で流れており、また転流コンデンサ２４は図
示の如く充電されている。時刻らで転流補助用サィリス
タ２７をオンすると、転流コンデンサ２４一転流補助用
サィリスタ２７−可飽和リアクトル２９一可飽和リアク
トル２３−逆導通サィリスタ２１一転流リアクトル２５
一転流コンデンサ２４の経路で放電々流が流れるが、そ
の流れ始めは可飽和リアクトルの性質上、可飽和リアク
トル２９がほとんど転流コンデンサ２４の電圧を負って
しまう。可飽和リアクトル２９が飽和すると、転流コン
デンサと転流リアクトルで決まる煩斜で電流が増加する
が、放電々流が負荷電流と同程度になってくると可飽和
リアクトル２３が飽和領域から非飽和領域にはいるため
、可飽和リアクトル２３がその時の転流コンデンサ２４
の電圧を負う。この電圧は、非導通である逆導通サィリ
スタ２川こは、順電圧方向であるので、この時の順電圧
素子能力は（電源電圧）十（コンデンサ電圧）だけ要求
され、サィリスタの選択にあたっては直流電源電圧で要
求される以上のものを選ぶ必要があり、非常常に不経済
となる。転流はこの後可飽和リアクトル２３が飽和し、
放電々流がピーク値を越えて減少してくると、再び非飽
和領域にはいるが、この時に逆導通サィリスタ２１の−
ｄｉ／ｄｔを抑える役目をしている。この発明の目的は
、前記の欠点を除去するためになされたものであり、可
飽和リアクトルを逆導通サィリスタの直列中間接続点と
転流回路の間に挿入することにより、逆導通サィリスタ
にかかる過電圧を無くしたインバータ装置を提供するこ
とにある。
フ時間を増すことなく大容量化が可能になったが、反面
その半導体としての構造より逆導通部に流れる電流の−
ｄｉ／ｄｔを抑える必要が生じた。しかし、この現象に
対しては、逆導通サィリスタと直列に可飽和リアクトル
を接続すれば可飽和リアクトルの性質から素子にとって
望ましい保護ができることから、第１図の回路が使用さ
れている。第２図にそって第１図の欠点を説明すると以
下の如くである。第２図においてａ，ｂはそれぞれ逆導
通サィリスタ２０１こ流れる電流ｉａ及びアノード・カ
ソード電圧ｖａであり、ｃ，ｄはそれぞれ逆導通サィリ
スタ２１に流れる電流ｉｂ及びアノード・カソード電圧
ｖｅである。時刻ｔ，かららまでの転流期間を例にとる
と、時亥比，の直前では負荷電流はＲ端子−逆導通サイ
リスタ２１一可飽和リアクトル２３一直流電源１１（−
）側の方向で流れており、また転流コンデンサ２４は図
示の如く充電されている。時刻らで転流補助用サィリス
タ２７をオンすると、転流コンデンサ２４一転流補助用
サィリスタ２７−可飽和リアクトル２９一可飽和リアク
トル２３−逆導通サィリスタ２１一転流リアクトル２５
一転流コンデンサ２４の経路で放電々流が流れるが、そ
の流れ始めは可飽和リアクトルの性質上、可飽和リアク
トル２９がほとんど転流コンデンサ２４の電圧を負って
しまう。可飽和リアクトル２９が飽和すると、転流コン
デンサと転流リアクトルで決まる煩斜で電流が増加する
が、放電々流が負荷電流と同程度になってくると可飽和
リアクトル２３が飽和領域から非飽和領域にはいるため
、可飽和リアクトル２３がその時の転流コンデンサ２４
の電圧を負う。この電圧は、非導通である逆導通サィリ
スタ２川こは、順電圧方向であるので、この時の順電圧
素子能力は（電源電圧）十（コンデンサ電圧）だけ要求
され、サィリスタの選択にあたっては直流電源電圧で要
求される以上のものを選ぶ必要があり、非常常に不経済
となる。転流はこの後可飽和リアクトル２３が飽和し、
放電々流がピーク値を越えて減少してくると、再び非飽
和領域にはいるが、この時に逆導通サィリスタ２１の−
ｄｉ／ｄｔを抑える役目をしている。この発明の目的は
、前記の欠点を除去するためになされたものであり、可
飽和リアクトルを逆導通サィリスタの直列中間接続点と
転流回路の間に挿入することにより、逆導通サィリスタ
にかかる過電圧を無くしたインバータ装置を提供するこ
とにある。
第３図にこの発明の一実施例を示し、第４図はこの実施
例の動作を説明するための図である。
例の動作を説明するための図である。
第３図において第１図と同一符号を付した素子は、第１
図と同等の機能を有するものであり、第１図と異なると
ころは、逆導通サィリスタ２０及び２１の直列中間接続
点と転流回路内の転流リアクトル２５の間に可飽和リア
クトル２０１を接続し、転流リアクトル２５と可飽和リ
アクトル２０１の接続点から交流出力端子Ｒをとる。Ｓ
相３１０、Ｔ相４１０の構成はＲ相３１０と全く同一で
ある。また第４図においてａ，ｂは可飽和１′ァクトル
２０１に流れる電流ｉｃ及び電圧ｖｃで、ｃ，ｄは第２
図と同様にｖａ，ｖｂである。第３図の回路動作を時刻
ｔ，−らを例にとって説明すると、時刻ちの直前では負
荷電流はＲ端子−可飽和リアクトル２０１−逆導通サィ
リスタ２１−直流電源１１（一）側の方向で流れており
、また転流コンデンサは図示の如く充電されている。
図と同等の機能を有するものであり、第１図と異なると
ころは、逆導通サィリスタ２０及び２１の直列中間接続
点と転流回路内の転流リアクトル２５の間に可飽和リア
クトル２０１を接続し、転流リアクトル２５と可飽和リ
アクトル２０１の接続点から交流出力端子Ｒをとる。Ｓ
相３１０、Ｔ相４１０の構成はＲ相３１０と全く同一で
ある。また第４図においてａ，ｂは可飽和１′ァクトル
２０１に流れる電流ｉｃ及び電圧ｖｃで、ｃ，ｄは第２
図と同様にｖａ，ｖｂである。第３図の回路動作を時刻
ｔ，−らを例にとって説明すると、時刻ちの直前では負
荷電流はＲ端子−可飽和リアクトル２０１−逆導通サィ
リスタ２１−直流電源１１（一）側の方向で流れており
、また転流コンデンサは図示の如く充電されている。
時刻らで転流補助用サィリスタ２７をオンすると転流コ
ンデンサ２４一転流補助用サィリスタ２７−可飽和リア
クトル２９−逆導通サィリスタ２１−可飽和リアクトル
２０１一転流リアクトル２５一転流コンデンサ２４の経
路で放電々流が流れるが、前記する欠点を生じる時点に
おいて発生する電圧は逆導通サィリスタ２０及び２１に
印加されることがないので、逆導通サィリスタの選択に
あたっては直流電源電圧だけを考慮すればよい。転流は
この後、可飽和ＩＪァクトル２０１が飽和し再び非飽和
領域にはいった時、逆導通サィリスタ２１の−ｄｉ／ｄ
ｔを抑制する。転流後誘導性の負荷であれば、負荷電流
はＲ端子−可飽和リアクトル２０１−逆導通サイリスタ
２０−リアクトル１２−直流電源１１（十）側の方向で
流れるが、電流の方向がやがて反転する時に可飽和リア
クトル２０１はリセットされるので、次の転流において
は前記する転流と全く同様な動作を繰り返す。なお、第
３図は３相を例として説明したが、３相に限定されない
ことは無論のことであるし、またこの発明において、重
要な点は逆導通サィリスタ２０，２１、可飽和リアクト
ル２０１及び交流出力端子Ｒの関係であるので、その他
の転流回路の構成はこの実施例に限定されない。以上、
この発明によれば、可飽和リアクトルを逆導通サィリス
タの直列中間接続点と転流回路の間に接続し、負荷端子
をこの可飽和リアクトルと転流回路の接続点よりとるこ
とにより、主回路の逆導通サィリスタに過電圧が印加さ
れることがなくなるので、逆導通サィリスタの選択にお
いては主回路直流電源電圧だけを考慮すればよく、高圧
化大容量化されたィンバータ装置においても、経済的で
しかも信頼性のより高いィンバータ装置を提供すること
ができる。
ンデンサ２４一転流補助用サィリスタ２７−可飽和リア
クトル２９−逆導通サィリスタ２１−可飽和リアクトル
２０１一転流リアクトル２５一転流コンデンサ２４の経
路で放電々流が流れるが、前記する欠点を生じる時点に
おいて発生する電圧は逆導通サィリスタ２０及び２１に
印加されることがないので、逆導通サィリスタの選択に
あたっては直流電源電圧だけを考慮すればよい。転流は
この後、可飽和ＩＪァクトル２０１が飽和し再び非飽和
領域にはいった時、逆導通サィリスタ２１の−ｄｉ／ｄ
ｔを抑制する。転流後誘導性の負荷であれば、負荷電流
はＲ端子−可飽和リアクトル２０１−逆導通サイリスタ
２０−リアクトル１２−直流電源１１（十）側の方向で
流れるが、電流の方向がやがて反転する時に可飽和リア
クトル２０１はリセットされるので、次の転流において
は前記する転流と全く同様な動作を繰り返す。なお、第
３図は３相を例として説明したが、３相に限定されない
ことは無論のことであるし、またこの発明において、重
要な点は逆導通サィリスタ２０，２１、可飽和リアクト
ル２０１及び交流出力端子Ｒの関係であるので、その他
の転流回路の構成はこの実施例に限定されない。以上、
この発明によれば、可飽和リアクトルを逆導通サィリス
タの直列中間接続点と転流回路の間に接続し、負荷端子
をこの可飽和リアクトルと転流回路の接続点よりとるこ
とにより、主回路の逆導通サィリスタに過電圧が印加さ
れることがなくなるので、逆導通サィリスタの選択にお
いては主回路直流電源電圧だけを考慮すればよく、高圧
化大容量化されたィンバータ装置においても、経済的で
しかも信頼性のより高いィンバータ装置を提供すること
ができる。
第１図は従来装置の回路図、第２図は第１図に示す従来
例の動作説明図、第３図は本発明の一実施例を示す回路
図、第４図は第３図に示す実施例の動作説明図である。 １１…定電圧直流電源、１２…リアクトル、２，２１…
逆導通サイリスタ、２２，２３，２８，２９，２０１・
・・可飽和リアクトル、２４・・・転流コンデンサ、２
５・・・転流リアクトル、２６，２７・・・転流補助用
サィリスタ。第１図 第２図 第３図 第４図
例の動作説明図、第３図は本発明の一実施例を示す回路
図、第４図は第３図に示す実施例の動作説明図である。 １１…定電圧直流電源、１２…リアクトル、２，２１…
逆導通サイリスタ、２２，２３，２８，２９，２０１・
・・可飽和リアクトル、２４・・・転流コンデンサ、２
５・・・転流リアクトル、２６，２７・・・転流補助用
サィリスタ。第１図 第２図 第３図 第４図
Claims (1)
- １ 負荷電流を流す逆導通サイリスタの直列回路と、前
記負荷電流を逆流させるために前記逆導通サイリスタの
直列接続点に接続された転流回路とをするインバータ装
置において、前記逆導通サイリスタの直列接続点と前記
転流回路との間に前記逆導通サイリスタのｄｉ／ｄｔを
抑制するための可飽和リアクトルを挿入し、前記転流回
路と前記可飽和リアクトルの接続点に負荷を接続するよ
うにしたことを特徴とするインバータ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP53003055A JPS6027271B2 (ja) | 1978-01-14 | 1978-01-14 | インバ−タ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP53003055A JPS6027271B2 (ja) | 1978-01-14 | 1978-01-14 | インバ−タ装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5495319A JPS5495319A (en) | 1979-07-27 |
| JPS6027271B2 true JPS6027271B2 (ja) | 1985-06-28 |
Family
ID=11546628
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP53003055A Expired JPS6027271B2 (ja) | 1978-01-14 | 1978-01-14 | インバ−タ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6027271B2 (ja) |
-
1978
- 1978-01-14 JP JP53003055A patent/JPS6027271B2/ja not_active Expired
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5495319A (en) | 1979-07-27 |
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