JPS6027449B2 - プツシユ・プル型増幅器 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 この発明は、米国特許第３８５５５４０号（日本特許第
１０１００３２号）明細書に記載されているような過電
流保護作用のある駆動回路を備えたプッシュ・プル型増
幅器の改良に関する。

特に、この発明は、ブッシュ・プル型トランジスタ増幅
器の電流利得をトランジスタの共通ェミッタ順方向電流
利得（ｈｆｅ）に等しい倍率で、たとえば３０乃至２０
折節こ、その他の望ましい特性を実質的に損うことなく
増加させる素子接続に関する。

この発明のプッシュ・プル型増幅器は、同じ導電型の第
１及び第２のバィポーラ・トランジスタ（例えばトラン
ジスタ１１と１２）と、上記第１のトランジスタのコレ
クタ電極と上記第２のトランジスタのェミツタ電極との
間に接続された電圧源（例えば電源１６，１７）と、上
記第１のトランジスタのェミッタ電極と上記第２のトラ
ンジスタのコレクタ電極とに結合されて出力信号を取出
す出力点（例えば出力端子１３）と、第１のトランジス
タのベース電極に接続された電流源（例えば定電流源２
０）と、第１および第２のトランジスタのベース電極間
に接続されていて入力信号（例えば入力信号・バイアス
源２４から供給される信号）に応じて導適度が変化する
可変導通装置（例えば可変導通装置２３）と、上記第１
のトランジスタのベース電極とェミッタ電極との間に直
列に接続された第１の抵抗器（例えば抵抗器３２）並び
に上記第１のトランジスタのベース・ヱミッ夕接合と同
じ順方向を持つ第１の半導体接合（例えばダイオード３
１）と、上記第２のトランジスタのベース電極とヱミッ
タ電極との間に直列に接続された第２の抵抗器（例えば
抵抗器４２）並びに第２の半導体接合とを備えている。

そして上記第２の半導体接合は、ベース電極が上記第２
のトランジスタのベース電極に接続されェミッタ電極が
上記第２の抵抗器を経て上記第２のトランジスタのェミ
ッタ電極に接続されている第３のバイポーラ・トランジ
スタ（例えばトランジスタ４１）のベース・ェミッタ接
合から成り、上記第３のトランジスタのコレクタ電極は
上記第１のトランジスタのベース電極に接続されている
。以下、図を参照してこの発明の実施例を詳細に説明す
る。

第１図は、トランジスタ１１と１２を含む出力増幅段を
備えた基本的な型の増幅器１０を示す。

トランジスタ１１のェミッタ電極とトランジスタ１２の
コレクタ電極は出力信号が現われる端子１３に接続され
ている。トランジスタ１１のコレク夕電極とトランジス
タ１２のヱミツタ電極がそれぞれ接続されている端子１
４，１５の間に動作電圧を与えるようになっており、そ
の動作電圧は直列に接続された動作電源１６，１７から
供給される。増幅器の負荷１８は、図示のように、出力
端子１３と、電源１６，１７の接続点１９との間に直結
してもよいし、出力端子１３と、端子１４か１５のいず
れか一方との間にキヤパシ夕と直列に接続し、直列接続
された動作電源１６，１７の代りに単一の動作電源を設
けてもよい。トランジスタ１１，１２はほぼ等しい共通
ヱミッタ順方向電流利得、すなわちｈｆｅを持っている
。

定電流源２０は実質的に一定の電流１２ｏを供給する。
この電流は、出力端子１３から取出される最大電流を出
力トランジスタ１１又は１２のｈｆｅで除した値に等し
い。トランジスタ１１のベース・ェミツタ接合は、図示
の例ではダイオード３１と線形抵抗素子３２とで構成さ
れている非線形抵抗回路網３０に対して並列である。

ダイオード３１とトランジスタ１１のベース・ェミッ夕
接合はそれらの間の双方向熱結合３３によってほぼ等し
い温度に維持される。上記米国特許第総５５５４０号明
細書に示されている型の増幅器では、トランジスタ１２
のベース・ェミッタ接合が、直列に接続されたダイオー
ドと線形抵抗素子とを含む上記と類似の非線形抵抗回路
網と並列に接続され、可変導通装置２３が入力信号・バ
イアス源２５に応答して、この並列の２回路の間に定電
流源２０からの電流１２ｏを分配する配分を決定する。
（従来の型の増幅器のダイオード３１，４１は、実際は
、各コレクタ電極が端子２１，２２にそれぞれ接続され
、各ベース電極が端子２１，２２にそれぞれ接続され、
各ェミツタ電極が抵抗器３２の端子１３と反対側の一端
と抵抗器４２の端子１５とは反対側の一端とにそれぞれ
接続されている自己バイアスＮＰＮ型トランジスタとす
ることもできる。）電流源２０はトランジスタ１１，１
２のベース電極への最大電流を制限して、それらを過電
流から保護する。第１図の型の増幅器は、非線形抵抗回
路網がトランジスタ４１のべ−ス・ェミッタ接合と線形
抵抗素子４２との直列回路を含んでいる点では上述の従
来型の増幅器と同じであるが、トランジスタ４１のコレ
ク電極が端子２２ではなく端子２１に結合されている点
で相違している。トランジスタ１２と４１とはその各ベ
ース・ェミツタ接合がほぼ同じ温度で動作するように両
者間に双方向熱晩吉合を有する。トランジスタ４１のコ
レクタ電極を端子２２に結合すると、動作は従来通りと
なり、トランジスタ１２の電流利得は、そのベース・ェ
ミッタ接合と並列に接続された自己バイアスされたトラ
ンジスタ４１と抵抗器４２との直列回路が呈する低イン
ピーダンスによって低下する。

しかし、第１図に示すように、トランジスタ４１のコレ
クタを、そのベース電極へ信号を直接戻さないような点
に接続すると、トランジスタ４１のベース・ェミツタ接
合と抵抗器４２とによって与えられるインピーダンスは
、トランジスタ４１の共通ェミッタ順方向電流利得（ｂ
ｆｅ）倍に増大する。このベース・ェミツタ接合を分離
するより高いインピーダンスは、事実上、トランジスタ
１２の見かけ上の電流利得をｈｆｅという倍率で増加さ
せる。トランジスタ４１のコレクタ電極を端子２１とト
ランジスタ１ １のベース電極に接続すると、トランジ
スタ４１はその共通ェミツタ順方向電流利得（ｈ企）に
よって端子２１とトランジスタ１１のベース電極と非線
形抵抗回路網３０とコレクタ電流変動を与える。このコ
レクタ電流変動は可変導通装置２３を通して流れる電流
のｈｆｅ倍に比例する。このコレクタ電流変動によって
、トランジスタ１１を含む増幅器の部分の電流利得はト
ランジスタ４１のｈｆｅ倍に増加される。また、トラン
ジスタ１２を含む増幅器の部分の電流利得もトランジス
タ４１のコレクタ電極が端子２１に接続されることによ
って上述のようにトランジスタ４１のｈｆｅ倍に増加す
る。したがって、いずれの向きの出力信号振幅に対して
も、ｈｆｅ倍の電流利得の対称的な増加が得られる。ま
た、トランジスタ４１のコレクタ電極を端子２１へ接続
すると、定電流源２０を用いている限り、負荷１８が短
絡された場合にはトランジスタ４１は自己バイアスされ
たトランジスタとなってトランジスタ１２を駆動するの
に用いられる出力電流量を規制することになる。

低電流レベルにおいて、．子１１， を含む混成体は、トランジスタ１ １の変換コソダクタ
ンスをダイオード３１のコンダクタンス（すなわち、ダ
イオード３１が自己バイアスされたトランジスタとすれ
ば、ダイオード３１を形成する自己バイアスされたトラ
ンジスタの変換コンダクタンス）で除した値によって限
定される電流利得を有する電流ミラー増幅器として動作
する。

低電流レベルにおいて、素子１２，４１，４２，２３を
含む混成体もまた、トランジスタ１２の変換コンダクタ
ンスをトランジスタ４１のコンダクタンスによって除し
たものにより限定される電流利得を有する電流ミラー増
幅器として動作する。静的（無入力）状態のもとでは、
出力トランジスタ１１と１２を流れる無用電流が互いに
実質的に等しくなるように増幅器構成１０を調整する全
帰還接続２６（出力端子１３と入力・バイアス信号源２
５との間の接続）によって、１２ｏは上記混成体の低電
流電流利得の関係とは逆比例の関係で、これら２つの混
成体に配分される。第２図はＡＢ級増幅器１００を示す
が、ここで点線内に示された部分はモノリシツク半導体
集積回路として構成されている。

増幅器１００１こおいて、可変導通装置２３は出力トラ
ンジスタ１ １および１２と同じ導電型のトランジスタ
２３′を備えている。回路１０川こは、米国特許第斑５
５５４１号（日本特許第１０３１２５計号）明細書に記
載されている型のバイアス回路網１１０が含まれている
。

電流ｌｏは結合されたトランジスタ１１１，１１２のェ
ミッタ電極から取出される。このトランジスタ１１１，
１１２の結合されたェミツタ電極に現われる電位は、順
方向にバイアスされた半導体接合間のオフセット電位Ｖ
Ｂ８（なわち、１−０−０の結晶鋼方向を有するシリコ
ン接合では約０．６Ｗ）に等しい。これは、順方向バイ
アスされたダイオード結合型トランジスタ１１３，１１
４，１１５，１１６によつてトランジスター１１，１１
２のベース電極に与えられるバイアスのために生ずる。
ｌｏはオームの法則にしたがって次のように簡単に計算
される。Ｖ８８ ｛１
’Ｌ＝Ｒ，．７十Ｒ耳ｘＴここで、Ｒ，．７は抵抗器１
１７の抵抗であり、ＲＥｘＴは端子１１８と薮地点間に
接続されている何らかの抵抗素子の抵抗である。

（この外部抵抗素子は第２図には示されていない）。米
国特許第斑５５払１号明細書記載のように、トランジス
タ１１１，１１２のベース電極に供給されるバイアスは
、電流ｌｏがほぼｌｏｈｆｅＮＰＮ／（ｈｆｅＮＰＮ＋
１）とＬ／（ｈｆｅＮＰＮ＋１）の割合でトランジスタ
ー１１，１１２のコレクタ・ェミッタ電路をそれぞれ通
って流れるように決められる。トランジスタ１１１のコ
レクタ電流はダイオード結合型トランジスタ１１９と抵
抗器１２０との直列回路に供給されて、トランジスタ１
１１，１２２のベース電極に供給される電位を生成する
。

トランジスタ１２１，１２２はトランジスタ１１９と動
作特性が類似していて、各ェミッタ減衰抵抗器１２３，
１２４は抵抗器１２０と同じ抵抗を有している。トラン
ジスタ１１９，１２１，１２２のコレクタ電流は、ベー
ス・ェミッタ回路とバイアス条件が類似しているので、
ほぼ等しい。トランジスタ１１９のコレクタ電流はトラ
ンジスタ１１１によって要求されるコレクタ電流Ｌｈｆ
ｅＮＰＮ／（ｈｆｅＮＰＮ＋１）にほぼ等しく、したが
つて、トランジスタ１２１，１２２のコレクタ電流はｌ
ｏｈｆｅＮＰＮ／（ｈｆｅＮＰＮ十１）にほぼ等しくな
る。

トランジスタ１２１のコレク夕電流はトランジスタ１１
１−１１６のベース・ェミッタ接合へ順方向バイアス電
流を供給するために使用される。自己バイアス型電界効
果トランジスタ１２６はダイオード結合型トランジスタ
１１９と抵抗器１２０との導通を開始させるために使用
される。これによって、トランジスタ１２１のコレクタ
電流が流れ始めてトランジスタ１１１一１１６をバイア
スするに要するトランジスタ１２１の初期順方向ベース
・バイアスが与えられる。トランジスタ１２２のコレク
夕電流は１２ｏ、すなわち、トランジスタ２３′のコレ
クタ・ェミツタ電路のコンダクタンスに従ってトランジ
スタ１１，１２のベース電極に分配される静的バイアス
電流に相当する。トランジスタ１１２のコレクタ電流は
ダイオード結合型トランジスタ１２５に供給されて、双
コレクタ型トランジスタ１２７のベース電極へ供給され
る電位を生成する。

トランジスタ１２７は各コレクタ電流に応答する。これ
らのコレクタ電流はトランジスター１２に必要なコレク
タ電流１。／（ｈｆｅ＋１）にほぼ等しいトランジスタ
１２５のコレクタ電流に比例する。第１のコレクタ電流
は双コレクタ型トランジスタ１２７から線路１２８を経
て差動増幅器１３０へ供給される。

この電流はェミッタ結合された双コレクタ型トランジス
タ１３１，１３２の合成ヱミッタ電流をなす。差動増幅
器１３０の入力信号端子１３３，１３４は共通コレクタ
増幅トランジスタ１３５，１３６のそれぞれを経てトラ
ンジスタ１３１，１３２のベース電極へそれぞれ結合さ
れている。各トランジスタ１３１，１３２のコレクタ電
極の１つは、それ自身のベース電極に接続されている。
これによって、トランジスタ（１３１あるいは１３２）
の入力インピーダンスを低くする負帰還ループが形成さ
れ、また、トランジスタのコレクタ・ベース間キャパシ
タンスによる差動増幅段の帯城幅の減少効果が減少する
。トランジスタ１３１，１３２の他方のコレクタ電極は
電流ミラー増幅器１４０の入力回路と出力回路とにそれ
ぞれ接続される。この増幅器１４０は差敷増幅器１３０
１こ対する能動的な負荷回路を形成してトランジスタ１
３１，１３２のコレクタ電流信号の変動を加算的に組合
わせる。電流ミラー増幅器１４０‘ま、それに供給され
るトランジスタ１３１のコレクタ電流の変動を反転して
、共通コレクタ増幅トランジスタ１４１のベース電極で
トランジスター３２のコレク夕電流変動と加算的に組合
わされる電流変動を発生する。

電流ミラー増幅器１４０は米国特許第３８７３９３３号
明細書（侍関昭５０一８１２４計号公報）に記載された
型のものである。端子１４４と１４５の間に後続された
ポテンショメータ１４３を調整して、差動増幅器１３０
によってトランジスタ１４１のベース電極へ与えられる
静的電流レベルを変えることができる。端子１３３と１
３４に供給されるバイアス電位が等しく、これらの端子
間に信号電位がない時に、ポテンショメータ１４３は、
十分なべ−ス電極がトランジスタ１４１に供給されて次
のような静的動作状態を起こすように調整される。

トランジスタ１４１のベース電流の増幅されたものであ
るェミツタ電流は、次段の共通コレク夕・トランジスタ
１４６へベース電流として供給される。このトランジス
ター４６には、そのェミツタ電流として、トランジスタ
１４１のベース電流を２度増幅したものが流れる。接続
点１４８からトランジスタ１４６のヱミツタ電流として
取出される電流量は、線路１４７を経て接続点１４８へ
供給されるトランジスタ１２７のコレクタ電流Ｌ／（ｈ
ｆｅＮＰＮ十１）よりもいくらか小さくなるように調整
される。接続点１４８へ供給される電流の残りはトラン
ジスタ２３′へベース電流として供給され、そのコレク
タ・ェミツタ電路を所望の程度の導適状態に置く。すな
わち、トランジスタ２３，′は電流１数の一部分を非線
形抵抗回路網３０′とトランジスタ１１へ流す代りに、
非線形抵抗回路網４０とトランジスタ１２へ流れるよう
にする。３０′，１１の結合体と４０，１２の結合体と
に対するトランジスター２２のコレクタ電流１３ｏの配
分は、端子１３を通して流れる静的電流が零になるよう
に行なわれる。

すなわち、非線形抵抗回路網３０′を流れる静的電流と
トランジスタ１１の静的ェミツタ電流との和は、トラン
ジスタ１２の静的コレクタ電流に等しくなるように、ポ
テンショメータ１４３を設定して調整される。蓋動増幅
器１３０の入力端子１３４に供繋合される電位がその入
力端子１３３に供給される電位よりも正であるとき、ト
ランジスタ１３１の導適度はトランジスタ１３２の導速
度に比べて増加する。

電流ミラー増幅器１４０によって反転されるその増加さ
れたトランジスタ１３１のコレクタ電流は、トランジス
タ１３２のコレクタ電流を著しく超過する。したがって
、トランジスタ１４１からは増加したベース電流が引出
される。これによって、トランジスタ１４１のェミッタ
電流が比例的に増加し、トランジスタ１４６から引出さ
れるベース電流が増加する。トランジスタ１４６から引
出されるベース電流が増加すると、そのェミツタ電流が
比例的に増加するので、より多量のトランジスタ１２７
のコレクタ電流が分流される。換言すれば、接続点１４
８へ流れる電流の中でトランジスタ１４６へェミッタ電
流として供Ｖ給される部分の方がトランジスタ２３′の
ベース電流として供Ｖ給される部分より多い。このよう
にして、トランジスタ２３′のコレクタ・ェミッタ電路
はより低い導通性を示すことになる。このことは、トラ
ンジスタ１２へベース電流として流れる電流１２ｏの部
分に比べて、トランジスタ１ １へベース電流として流
れる１２ｏの部分の割合を増加させることになる。これ
によって、トランジスタ１１のコレクタ・エミツ夕闇の
コンダクタンスはトランジスタ１２のそれに比べて増加
し、負荷１８へ正の電流が供給される。入力端子１３４
へ供給される電位が入力端子１３３へ供孫合される電位
よりも正でないとき、トランジスタ１３１の導適度はト
ランジスタ１３２の導適度に比べて減少する。

この減少したトランジスタ１３１のコレク夕霞流は電流
ミラー増幅器１４川こよって反転されたとき、トランジ
スタ１３２のコレクタ電流より大きいが、その程度はわ
ずかである。したがって、トランジスタ１４１から引出
されるベース電流は静的バイアス状態の場合よりも減少
し、トランジスタ１４６からベース電流を引出すトラン
ジスタ１４１のェミツタ電流もこれに比例して減少する
。トランジスタ１４６から引出されるべ−ス電流が減少
すると、これに比例してそのェミッタ電流が減少するこ
とになる。従って、線路１４７を経て接続点１４８へ供
給されるトランジスタ１２７のコレクタ電流のうちでト
ランジスタ１４６のェミツタ電極へ流れる部分が減少す
る。それ故、トランジスタ１２７のコレクタ電流のうち
でトランジスタ２３′へベース電流として供給される部
分が増加する。したがって、トランジスタ２３′のコレ
クタ・ェミツタ電路は静的バイアスの場合よりもさらに
導電的になる。これによって、トランジスタ１１へベー
タ電流として流れる電流１的の部分に比べて、トランジ
スタ１２へベース電流として流れる電流１沙の部分の割
合が増加する。トランジスタ１２のコレクタ・エミツタ
間のコンダクタンスはトランジスタ１１のそれに比べて
増加し、負荷１８から電流を引き出す。（この負荷１８
からの電流の引出しは負荷１８に対して負の電流を供給
することと見ることができる。）ダイオード結合型トラ
ンジスタ１５１は、非線形抵抗回路網３０′とトランジ
スタ１ １のベース電極へトランジスタ１２２のコレク
タ電極を結合する線路中に含まれている。

このダイオード結合型トランジスタ１５１は、端子１３
に現われる出力信号電位の極端な負の振幅に対してトラ
ンジスタ１２が飽和導適状態をとることができるように
する。共通コレクタ増幅トランジスタ１４１，１４６と
可変導通装置２３′から成る中間増幅器回路は、その出
力回路と入力回路を結ぶ位相補償キャパシタ１５２を備
えている。

これによって、信号反転に伴う位相反転に加えて入力端
子１３３と出力端子１３との間に累積される位相シフト
２汀ラジアンの値に近づくような十分に高い周波数に対
する増幅器１００の利得が著しく減衰される。非常に低
い周波数における周波数応答特性の低下の主たる要因と
なり、簡単なＲＣ回路網のようなゆるやかな勾配（例え
ば皮＆／オクターブ）を与え、しかも低減通過特性を与
えるような時定数（ｄｏｍｉ雌ｎｔ Ｓｉｎｇｅ一Ｚｅ
ｒｏ ｌｏｗ一ｐａｓｓ ｔｉｍｅＣ０瓜ｔａｎｔとい
うこともある）を演算増幅器の伝達特性に導入して増幅
器の全体の利得の大きさを上記のような高周波数に対し
て１以下にすることによって、端子１３と１３３の間に
第２図に示すような抵抗器１５３，１５４を含む抵抗電
位分割器の代りに直接帰還接続がなされている場合でも
、自己発振に対する演算増幅器全体の安定度は絶対的な
ものとなる。ピンチ抵抗器である抵抗器１４９は小さな
直流電位降下を生成して、トランジスタ１３１と１３２
のべ−ス電極が端子１５に現われる電位と等しい静的電
位で動作するときに、トランジスタ１４１のベース電極
に接続されたトランジスタ１３２のコレクタ電極に適切
な電位を確保するために設けられている。

第３図は、増幅器１００と類似するが、可変導通装置２
３が出力トランジスタ１１，１２と反対の導電型のトラ
ンジスタ２３″を含む点で相違しているＡＢ級演算増幅
器１００′を示す。

増幅器１００′は、入力端子１３３，１３４を、端子１
４，１５に与えられた静的電位の中間の静的電位にでは
なく、むしろ端子１５（ここでは接地点）の現われるの
と同じ静的電位にバイアスすることによって、高い動作
温度で良好な動作を行うように構成されている。蓋動増
幅器１３０はェミッタ接地増幅トランジスタ２４１のベ
ース電極へ信号電流を供給する。

ェミッタ接地増幅トランジスタ２４１‘まトランジスタ
１２７から線路２４２を経てＬ／（ｈｆｅＮＰＮ＋１）
の定電流源コレクタ負荷が与えられている。トランジス
タ２４１のコレク夕信号電流（これは、そのベース電流
の増幅されたものである）は、コレクタ接地増幅トラン
ジスタ２４６のベース電極に供給されてさらに増幅され
る。トランジスタ２４１のベース電極に供給される信号
電流の２回増幅されたものがトランジスタ２４６のェミ
ッタ電極に現われ、トランジスタ２３″のベース電極に
供給されてそのコレクタ・ェミツタ電路の導通を制御す
る。第２図の演算増幅器について行なわれたと同様に、
第３図に示された演算増幅器のポテンショメータ１４３
は次のような静的状態を得るために調整される。

トランジスタ２４１のベース電極へ供給される静的入力
電流は、トランジスタ２４１と２４６で増幅されてトラ
ンジスタ２３″のベース電極に供給されるとき、トラン
ジスタ２３″のコレクタ・ェミツ夕電路が部分的な導適
状態（飽和導通に至るまえの導通状態）になるように調
整される。すなわち、この亀路の部分的導適状態は、ト
ランジスタ１１，１２の相対的なコンダクタンスが、端
子１３に現われる静的電位が端子１４と１５に現われる
電位の中間に位置するような比率となる導適状態である
。ポテンショメータ１４３のこの調整は、端子１３３，
１３４を実質的に同電位にして行なわれる。端子１３４
に現われる電位が端子１３３に現われる電位より正であ
るかまたはより負でないときは、トランジスタ２４１に
与えられるベース電流はその静的状態における値よりも
減少する。

これによって、トランジスタ２４６と２３″に供給され
るベース電流が減少し、トランジスタ２３ｒのコレクタ
・ェミツタ電路のコンダクタンスが減少する。前に述べ
たように、端子２１と２２との間の可変導通装置２３，
２３′または２３″のコンダクタンスの減少はトランジ
スタ１１の導電度をトランジスタ１２のそれよりも実質
的に大きくする。これによって、端子１３に現われる出
力電位は正の方向へ振れる。端子１３４へ供総合される
電位が端子１３３へ供給される電位よりもより正でない
場合または、より負であるときは、トランジスタ２４１
へ供聯合されるベース電流は増加する。

これによって、トランジスタ２４６および２３″のベー
ス電流が増加し、その結果、トランジスタ２３″のコレ
クタ・ェミッタ電路のコンダクタンスが増加する。前に
述べたように、端子２１と２２の間の可変導通装置２３
，２３′または２３″のコンダクタンスの増加は、トラ
ンジスタ１２をトランジスタ１１よりもさらに導電的に
し、端子１３に現われる出力電位の値を負の方向に振ら
せる。増幅器１００′において、菱動増幅器１３０の利
得はｈｆｅＮＰＮに逆比例して変化し、ェミッタ接地ト
ランジスタ２４１の利得ｈｆｅＮＰＮの変化を相殺する
補償を行なう。

これによって位相補償キャパシタ１５２のキヤパシタン
スをより小さなものとし、また集積演算増幅器１００′
の帯城幅を増加させることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図ないし第３図はそれぞれこの発明による過電流保
護作用のある駆動回路を備えたプッシュ・プル型増幅器
の各実施例の概要を示す図である。 １１，１２……第１および第２のトランジスタ、１３・
・・・・・出力点、１６，１７・・・・・・電圧源、２
０・・・・・・電流源、２３・・・・・・可変導通装置
、３１・・・・・・第１の半導体接合、３２・・・・・
・第１の抵抗器、４１・・・・・・第２の半導体接合、
４２・・・・・・第２の抵抗器。 第１図図 Ｎ 船 図 の 船

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 同じ導電型の第１及び第２のバイポーラ・トランジ
   スタと、上記第１のトランジスタのコレクタ電極と上記
   第２のトランジスタのエミツタ電極との間に接続された
   電圧源と、上記第１のトランジスタのエミツタ電極と上
   記第２のトランジスタのコレクタ電極とに結合されて出
   力信号を取出す出力点と、第１のトランジスタのベース
   電極に接続された電流源と、第１および第２のトランジ
   スタのベース電極間に接続されていて入力信号に応じて
   導通度が変化する可変導通装置と、上記第１のトランジ
   スタのベース電極とエミツタ電極との間に直列に接続さ
   れた第１の抵抗器並びに上記第１のトランジスタのベー
   ス・エミツタ接合と同じ順方向を持つ第１の半導体接合
   と、上記第２のトランジスタのベース電極とエミツタ電
   極との間に直列に接続された第２の抵抗器並びに第２の
   半導体接合とを備え、 上記第２の半導体接合は、ベー
   ス電極が上記第２ののトランジスタのベース電極に接続
   されたエミツタ電極が上記第２の抵抗器を経て上記第２
   のトランジスタのエミツタ電極に接続されている第３の
   バイポーラ・トランジスタのベース・エミツタ接合から
   成り、上記第３のトランジスタのコレクタ電極は上記第
   １のトランジスタのベース電極に接続された、プツシユ
   ・プル型増幅器。