JPH0121642B2 - - Google Patents
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- JPH0121642B2 JPH0121642B2 JP55130054A JP13005480A JPH0121642B2 JP H0121642 B2 JPH0121642 B2 JP H0121642B2 JP 55130054 A JP55130054 A JP 55130054A JP 13005480 A JP13005480 A JP 13005480A JP H0121642 B2 JPH0121642 B2 JP H0121642B2
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- terminal
- amplifier
- input
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-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/30—Single-ended push-pull [SEPP] amplifiers; Phase-splitters therefor
- H03F3/3066—Single-ended push-pull [SEPP] amplifiers; Phase-splitters therefor the collectors of complementary power transistors being connected to the output
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/34—DC amplifiers in which all stages are DC-coupled
- H03F3/343—DC amplifiers in which all stages are DC-coupled with semiconductor devices only
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/45—Differential amplifiers
- H03F3/45071—Differential amplifiers with semiconductor devices only
- H03F3/45076—Differential amplifiers with semiconductor devices only characterised by the way of implementation of the active amplifying circuit in the differential amplifier
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Amplifiers (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
この発明は演算相互コンダクタンス増幅器、特
に入力電流の増大に応じて電流利得の増大を示す
成分電流増幅器の使用によるこの増幅器の出力電
流供給および（または）吸収能力に改善に関す
る。
に入力電流の増大に応じて電流利得の増大を示す
成分電流増幅器の使用によるこの増幅器の出力電
流供給および（または）吸収能力に改善に関す
る。
これは前置増幅器段の平衡出力電流が電流利得
不変の第１および第２の電流増幅器の入力に印加
され、その第２の電流増幅器の出力に電流利得不
変の第３の電流増幅器の入力が接続され、この第
３の増幅器の出力と第１の増幅器の出力とが共に
出力信号端子に接続された従来法の演算相互コン
ダクタンス増幅器と対照的である。入力インピー
ダンスが極めて低く出力インピーダンス（または
電流源出力）が極めて高い演算増幅器の基本形で
ある演算相互コンダクタンス増幅器は最初米国特
許第3614645号明細書に記載されたが、上記形式
の演算相互コンダクタンス増幅器（以下OTAと
呼ぶ）は西ドイツ公開特許明細書第2322466号に
記載されている。
不変の第１および第２の電流増幅器の入力に印加
され、その第２の電流増幅器の出力に電流利得不
変の第３の電流増幅器の入力が接続され、この第
３の増幅器の出力と第１の増幅器の出力とが共に
出力信号端子に接続された従来法の演算相互コン
ダクタンス増幅器と対照的である。入力インピー
ダンスが極めて低く出力インピーダンス（または
電流源出力）が極めて高い演算増幅器の基本形で
ある演算相互コンダクタンス増幅器は最初米国特
許第3614645号明細書に記載されたが、上記形式
の演算相互コンダクタンス増幅器（以下OTAと
呼ぶ）は西ドイツ公開特許明細書第2322466号に
記載されている。
この発明の演算相互コンダクタンス増幅器は、
第１および第２の動作電圧端子（例えば後述の端
子Ｂ＋、Ｂ−）と；入力信号に応動して第１およ
び第２の出力端子に逆向きに振れて第１の極性
（例えば、電流増幅器の入力端子に流れ込む場合
は正の極性、流れ出す場合は負の極性）を持つ各
電流に重ねられる信号変化を生ずる前置増幅器手
段（例えば後述のトランジスタＱ１，Ｑ２）と；
その前置増幅器手段の第１および第２の出力端子
に結合された入力端子、上記第２の動作電圧端子
に結合された共通端子および第２の極性（例え
ば、電流増幅器の出力端子に流れ込む場合は負の
極性、流れ出す場合は正の極性）の出力電流を供
給する出力端子を持つ第１および第２の電流増幅
器（例えば後述の電流増幅器IA1，IA2）と；そ
の第２の電流増幅器の出力端子に結合された入力
端子、上記第１の動作電圧端子に結合された共通
端子および上記第１の極性の出力電流を供給する
出力端子を持つ第３の電流増幅器（例えば後述の
電流増幅器IA3）と；上記第１および第３の電流
増幅器の出力端子が接続されてそれらの電流増幅
器の出力電流の差を取出す出力信号端子（例えば
後述の出力端子OUT）と；を含み、上記第１、
第２および第３の電流増幅器の少なくとも１つは
その入力端子への電流の増大に応じてその入出力
端子間の電流利得が非線形な増大を示す、ように
構成されている。
第１および第２の動作電圧端子（例えば後述の端
子Ｂ＋、Ｂ−）と；入力信号に応動して第１およ
び第２の出力端子に逆向きに振れて第１の極性
（例えば、電流増幅器の入力端子に流れ込む場合
は正の極性、流れ出す場合は負の極性）を持つ各
電流に重ねられる信号変化を生ずる前置増幅器手
段（例えば後述のトランジスタＱ１，Ｑ２）と；
その前置増幅器手段の第１および第２の出力端子
に結合された入力端子、上記第２の動作電圧端子
に結合された共通端子および第２の極性（例え
ば、電流増幅器の出力端子に流れ込む場合は負の
極性、流れ出す場合は正の極性）の出力電流を供
給する出力端子を持つ第１および第２の電流増幅
器（例えば後述の電流増幅器IA1，IA2）と；そ
の第２の電流増幅器の出力端子に結合された入力
端子、上記第１の動作電圧端子に結合された共通
端子および上記第１の極性の出力電流を供給する
出力端子を持つ第３の電流増幅器（例えば後述の
電流増幅器IA3）と；上記第１および第３の電流
増幅器の出力端子が接続されてそれらの電流増幅
器の出力電流の差を取出す出力信号端子（例えば
後述の出力端子OUT）と；を含み、上記第１、
第２および第３の電流増幅器の少なくとも１つは
その入力端子への電流の増大に応じてその入出力
端子間の電流利得が非線形な増大を示す、ように
構成されている。
この発明を実施したOTAでは第１、第２、第
３の電流増幅器の少くとも１つを非線形電流増幅
器に置換することによつて、入力電流に対する出
力信号端子の電流供給または吸収能力が改善され
ている。これらの能力はOTAの出力信号端子が
その反転入力信号端子に直接接続される電圧ホロ
ワ用として特に有用である。
３の電流増幅器の少くとも１つを非線形電流増幅
器に置換することによつて、入力電流に対する出
力信号端子の電流供給または吸収能力が改善され
ている。これらの能力はOTAの出力信号端子が
その反転入力信号端子に直接接続される電圧ホロ
ワ用として特に有用である。
第１図のOTAは例えばアール・シー・エー社
（RCA Corp.）のバイモス（BiMOS）法を用い
てモノリシツク集積回路を構成するに適するもの
である。端子Ｂ＋およびＢ−は相対的に正および
相対的に負の動作電圧をそれぞれ受け入れるため
のものであり、端子INおよびはそれぞれ非反
転および反転入力信号端子で、Ｐチヤンネル金属
酸化物半導体（以下PMOSと呼ぶ）電界効果ト
ランジスタ（以下FFETと呼ぶ）Ｑ１，Ｑ２の各
ゲート電極に接続されている。Ｑ１，Ｑ２はその
ソース電極の相互接続点N1に双方のソース電流
を供給する定電流発生器IS１とロングテール対構
成に接続されている。このロングテール対構成
は、端子IN，間の差動型入力信号電圧に応じ
て、逆向きに振れて同様の零入力電流に重畳され
る電流変化をＱ１，Ｑ２のドレンに発生する前置
増幅器として働く。（この前置増幅器段は例えば、
741型を含む集積回路演算増幅器で見られる公知
の741型入力段のような他の形もとり得ることは
もちろんである。） この前置増幅器からの信号変動を持つ出力電流
は正の電流であるが、これが第１および第２の電
流増幅器IA１，IA２の各入力端子１１，２１に
印加される。IA１，IA２の共通端子１０，２０
は端子Ｂ−に接続された相対的に負の動作電圧母
線に接続されている。電流増幅器IA１はその入
力端子１１に印加された正（入力端子に流れ込む
電流の方向を正、流れ出す電流の方向を負とす
る）の電流に応じて出力端子１２に負（出力端子
に流れ込む電流の方向を負、流れ出す電流の方向
を正とする）の電流を生成し、すなわち回路点Ｎ
２から出力端子１２に向かう電流を要求する。電
流増幅器IA２はその入力端子２１に印加された
正の電流に応じて出力端子２２から第３の電流増
幅器IA３の入力端子３１に負の電流を供給し、
すなわちIA３の入力端子３１から流れ出す電流
を要求する。IA３の共通端子は端子Ｂ＋に接続
された相対的に正の動作電圧母線に接続され、
IA３はその入力端子３１から流れ出る電流に応
じて出力端子３２から流れ出す正の電流を回路点
Ｎ２に供給する。IA３の出力端子３２から回路
点Ｎ２に供給されるこの電流と、IA１の出力端
子１２が回路点Ｎ２に要求する電流との差が回路
点Ｎ２から出力端子OUTを介して第１図のOTA
の負荷（図示せず）に流れる。
（RCA Corp.）のバイモス（BiMOS）法を用い
てモノリシツク集積回路を構成するに適するもの
である。端子Ｂ＋およびＢ−は相対的に正および
相対的に負の動作電圧をそれぞれ受け入れるため
のものであり、端子INおよびはそれぞれ非反
転および反転入力信号端子で、Ｐチヤンネル金属
酸化物半導体（以下PMOSと呼ぶ）電界効果ト
ランジスタ（以下FFETと呼ぶ）Ｑ１，Ｑ２の各
ゲート電極に接続されている。Ｑ１，Ｑ２はその
ソース電極の相互接続点N1に双方のソース電流
を供給する定電流発生器IS１とロングテール対構
成に接続されている。このロングテール対構成
は、端子IN，間の差動型入力信号電圧に応じ
て、逆向きに振れて同様の零入力電流に重畳され
る電流変化をＱ１，Ｑ２のドレンに発生する前置
増幅器として働く。（この前置増幅器段は例えば、
741型を含む集積回路演算増幅器で見られる公知
の741型入力段のような他の形もとり得ることは
もちろんである。） この前置増幅器からの信号変動を持つ出力電流
は正の電流であるが、これが第１および第２の電
流増幅器IA１，IA２の各入力端子１１，２１に
印加される。IA１，IA２の共通端子１０，２０
は端子Ｂ−に接続された相対的に負の動作電圧母
線に接続されている。電流増幅器IA１はその入
力端子１１に印加された正（入力端子に流れ込む
電流の方向を正、流れ出す電流の方向を負とす
る）の電流に応じて出力端子１２に負（出力端子
に流れ込む電流の方向を負、流れ出す電流の方向
を正とする）の電流を生成し、すなわち回路点Ｎ
２から出力端子１２に向かう電流を要求する。電
流増幅器IA２はその入力端子２１に印加された
正の電流に応じて出力端子２２から第３の電流増
幅器IA３の入力端子３１に負の電流を供給し、
すなわちIA３の入力端子３１から流れ出す電流
を要求する。IA３の共通端子は端子Ｂ＋に接続
された相対的に正の動作電圧母線に接続され、
IA３はその入力端子３１から流れ出る電流に応
じて出力端子３２から流れ出す正の電流を回路点
Ｎ２に供給する。IA３の出力端子３２から回路
点Ｎ２に供給されるこの電流と、IA１の出力端
子１２が回路点Ｎ２に要求する電流との差が回路
点Ｎ２から出力端子OUTを介して第１図のOTA
の負荷（図示せず）に流れる。
出力端子OUTと補償端子COMPとの間に設け
られたコンデンサＣによつて周波数の上昇に伴う
OTAの振幅応答の優勢な減衰が形成される。端
子COMPは電流増幅器IA１の入力端子１１に帰
還接続されている。コンデンサＣはOTAの他の
素子と共に集積しても外部に分離してもよい。
られたコンデンサＣによつて周波数の上昇に伴う
OTAの振幅応答の優勢な減衰が形成される。端
子COMPは電流増幅器IA１の入力端子１１に帰
還接続されている。コンデンサＣはOTAの他の
素子と共に集積しても外部に分離してもよい。
第１図のOTAは電流増幅器IA３が電流増幅器
の出力電流の平衡信号−シングルエンデツト信号
変換に用いられる「電流ミラー増幅器」として公
知の型のものであつて、得られたシングルエンデ
ツド電流が回路点Ｎ２から端子OUTを経てOTA
負荷に流れる点で前記西ドイツ公開特許明細書記
載のものと同様である。このためIA３のPNPト
ランジスタＱ３１はコレクタ・ベース帰還回路を
備えて電流電圧変換器として働き、またIA３の
PNPトランジスタＱ３２は次段の電圧電流変換
器として働くように接続されている。
の出力電流の平衡信号−シングルエンデツト信号
変換に用いられる「電流ミラー増幅器」として公
知の型のものであつて、得られたシングルエンデ
ツド電流が回路点Ｎ２から端子OUTを経てOTA
負荷に流れる点で前記西ドイツ公開特許明細書記
載のものと同様である。このためIA３のPNPト
ランジスタＱ３１はコレクタ・ベース帰還回路を
備えて電流電圧変換器として働き、またIA３の
PNPトランジスタＱ３２は次段の電圧電流変換
器として働くように接続されている。
端子INに対して端子の電位が正のとき第１
図のOTAが出力信号端子OUTを介して電流を吸
込む能力は、電流増幅器IA１が入力端子１１の
入力電流の増大と共に電流利得を増す型のもので
あることによつて高められる。入力電流レベルが
低く、抵抗Ｒ１１の両端間の電位降下が無視でき
るほど小さいとき、NPNトランジスタＱ１１，
Ｑ１２はそれぞれ（これらが通常通り縦型構成の
ものであれば）そのベース・エミツタ接合の相対
寸法により入出力端子１１，１２間の電流利得が
決まる電流ミラー増幅器の電流電圧変換器部およ
び電圧電流変換器部のように働らく。IA１の入
力端子１１から抵抗Ｒ１１およびダイオード接続
トランジスタＱ１１を流れる入力電流レベルの増
大と共に、抵抗Ｒ１１の両端間の電位降下のため
Q12のエミツタ・ベース電圧がQ11のそれを超え、
電流利得が電流ミラー増幅器によつて与えられる
以上に増大する。
図のOTAが出力信号端子OUTを介して電流を吸
込む能力は、電流増幅器IA１が入力端子１１の
入力電流の増大と共に電流利得を増す型のもので
あることによつて高められる。入力電流レベルが
低く、抵抗Ｒ１１の両端間の電位降下が無視でき
るほど小さいとき、NPNトランジスタＱ１１，
Ｑ１２はそれぞれ（これらが通常通り縦型構成の
ものであれば）そのベース・エミツタ接合の相対
寸法により入出力端子１１，１２間の電流利得が
決まる電流ミラー増幅器の電流電圧変換器部およ
び電圧電流変換器部のように働らく。IA１の入
力端子１１から抵抗Ｒ１１およびダイオード接続
トランジスタＱ１１を流れる入力電流レベルの増
大と共に、抵抗Ｒ１１の両端間の電位降下のため
Q12のエミツタ・ベース電圧がQ11のそれを超え、
電流利得が電流ミラー増幅器によつて与えられる
以上に増大する。
端子INの電位が端子のそれに対して正にな
つたときの第１図のOTAが端子OUTを介して電
流を供給する能力は電流増幅器IA２が入力端子
２１の入力電流の増大と共に電流利得を増大する
型のものであることによつて高められる。電流増
幅器IA２は電流電圧変換用のNPNトランジスタ
Ｑ２１と、電流電圧変換増大用の抵抗Ｒ２１と、
電圧電流変換用のNPNトランジスタＱ２２とを
含み、これら素子が電流増幅器IA１の素子Ｑ１
１，Ｒ１１，Ｑ１２にそれぞれ対応している。
つたときの第１図のOTAが端子OUTを介して電
流を供給する能力は電流増幅器IA２が入力端子
２１の入力電流の増大と共に電流利得を増大する
型のものであることによつて高められる。電流増
幅器IA２は電流電圧変換用のNPNトランジスタ
Ｑ２１と、電流電圧変換増大用の抵抗Ｒ２１と、
電圧電流変換用のNPNトランジスタＱ２２とを
含み、これら素子が電流増幅器IA１の素子Ｑ１
１，Ｒ１１，Ｑ１２にそれぞれ対応している。
端子OUTを通じて供給または吸収され得る最
大出力電流とIA３の出力端子３２からIA１の出
力端子へ流れる零入力電流との比を例えば10：１
から100：１までの範囲で適当に大きくするため
に、Ｒ１１，Ｒ２１の値がその両端間に60〜80ｍ
Ｖの零入力電位降下を得られるようになつてい
る。この推奨構成においてIA1，IA2の入力回路
に供給される零入力電流よりも小レベルの零入力
電流がIA1，IA2の出力回路から得られるように
するため、Ｑ１１，Ｑ２１のエミツタ・ベース接
合面積をＱ１２，Ｑ２２のそれより大きくしてあ
る。
大出力電流とIA３の出力端子３２からIA１の出
力端子へ流れる零入力電流との比を例えば10：１
から100：１までの範囲で適当に大きくするため
に、Ｒ１１，Ｒ２１の値がその両端間に60〜80ｍ
Ｖの零入力電位降下を得られるようになつてい
る。この推奨構成においてIA1，IA2の入力回路
に供給される零入力電流よりも小レベルの零入力
電流がIA1，IA2の出力回路から得られるように
するため、Ｑ１１，Ｑ２１のエミツタ・ベース接
合面積をＱ１２，Ｑ２２のそれより大きくしてあ
る。
定電流発生器IS１の推奨型の代表形式を第２図
に示す。この型の定電流発生器はΔVBE／R1に比
例する電流I1を供給する。ΔVBEは互いにまたＱ
１１，Ｑ１２，Ｑ２１，Ｑ２２と実質的に同じ温
度で働かされる二つのNPNトランジスタＱ３，
Ｑ４の各エミツタ・ベース間オフセツト電位
VBEQ3、VBEQ4の差であり、R1は抵抗Ｒ１の抵抗値
でＲ１１，Ｒ２１の抵抗値に従う。この電流I1は
回路点N1に印加されるとき零入力状態でＱ１，
Ｑ２のソース電流が等しくなるように配分され、
それぞれのドレン電流としてＲ１１，Ｒ２１を流
れる。従つてＲ１１，Ｒ２１の両端間の零入力電
位降下は、モノリシツク集積回路の製作中正確な
予測のできないＲ１１とＲ２１の絶対値に依存せ
ず、これらの抵抗とＲ１との正確に予測可能な比
に依存する係数によつてΔVBEに比例することに
なり、抵抗Ｒ１１とダイオード接続トランジスタ
Ｑ１１との直列回路の両端間に現れる電圧はＱ１
１より僅かに高い電流レベルで動作されるトラン
ジスタのエミツタ・ベース間オフセツト電位に似
る。従つて類似の通常CMA構成との比較によつ
て、この直列回路を流れる零入力電流とＱ１２の
零入力コレクタ・エミツタ電流との比が温度変化
またはトランジスタ製作中の工程条件に関係なく
所定の値に保持されることが推論される。抵抗Ｒ
２１とダイオード接続トランジスタＱ２１との直
列回路の両端間に現われる電圧は、Ｑ２１より僅
かに高い電流レベルで動作されるトランジスタの
エミツタ・ベース電位に似ており、この直列回路
を流れる零入力電流とＱ２２の零入力コレクタ・
エミツタ電流との比は、温度変化またはトランジ
スタ製作中の工程条件とは関係なく所定の値に保
持される。
に示す。この型の定電流発生器はΔVBE／R1に比
例する電流I1を供給する。ΔVBEは互いにまたＱ
１１，Ｑ１２，Ｑ２１，Ｑ２２と実質的に同じ温
度で働かされる二つのNPNトランジスタＱ３，
Ｑ４の各エミツタ・ベース間オフセツト電位
VBEQ3、VBEQ4の差であり、R1は抵抗Ｒ１の抵抗値
でＲ１１，Ｒ２１の抵抗値に従う。この電流I1は
回路点N1に印加されるとき零入力状態でＱ１，
Ｑ２のソース電流が等しくなるように配分され、
それぞれのドレン電流としてＲ１１，Ｒ２１を流
れる。従つてＲ１１，Ｒ２１の両端間の零入力電
位降下は、モノリシツク集積回路の製作中正確な
予測のできないＲ１１とＲ２１の絶対値に依存せ
ず、これらの抵抗とＲ１との正確に予測可能な比
に依存する係数によつてΔVBEに比例することに
なり、抵抗Ｒ１１とダイオード接続トランジスタ
Ｑ１１との直列回路の両端間に現れる電圧はＱ１
１より僅かに高い電流レベルで動作されるトラン
ジスタのエミツタ・ベース間オフセツト電位に似
る。従つて類似の通常CMA構成との比較によつ
て、この直列回路を流れる零入力電流とＱ１２の
零入力コレクタ・エミツタ電流との比が温度変化
またはトランジスタ製作中の工程条件に関係なく
所定の値に保持されることが推論される。抵抗Ｒ
２１とダイオード接続トランジスタＱ２１との直
列回路の両端間に現われる電圧は、Ｑ２１より僅
かに高い電流レベルで動作されるトランジスタの
エミツタ・ベース電位に似ており、この直列回路
を流れる零入力電流とＱ２２の零入力コレクタ・
エミツタ電流との比は、温度変化またはトランジ
スタ製作中の工程条件とは関係なく所定の値に保
持される。
第２図に示す定電流発生器IS１は最初米国特許
第4063149号明細書に記載されたものである。
PNPトランジスタＱ５はエミツタホロワPNPト
ランジスタＱ６によるコレクタ・ベース帰還によ
り、また電圧−出力電流変換器としても働らくよ
うに接続されたPNPトランジスタＱ７，Ｑ８を
含む２出力CMAの入力電流−電圧変換器部とし
て働らく。Ｑ７のコレクタからの出力電流はI1と
して回路点N1に印加される。Ｑ５，Ｑ７，Ｑ８
は同様のエミツタ・ベース電圧で１：Ｆ：Ｇの比
を持つコレクタ電流を示すように構成されている
が、これはこれらのトランジスタを各コレクタ領
域の面積を収集効率比が適当になるように選んだ
複コレクタ横型トランジスタとして構成すること
により達せられる。Ｑ３，Ｑ４は低い入力電流レ
ベルで利得−H0を持つCMAとして働らき、抵抗
Ｒ１の両端間の付随電位降下によりVBEQ4がVBEQ3
に対して低下することによる入力電流の増大時に
は減少電流利得−Ｈを持つ電流増幅器として働ら
くようにされている。Ｆ、Ｇ、H0はすべて正の
定数である。ＧとＨの積は１より大きくなるよう
に選ばれる。従つてＱ５，Ｑ６，Ｑ８を含む２出
力CMAの電流利得−Ｇを示す部分と初期値−H0
から減少する電流利得−Ｈを持つ電流増幅器との
ループ接続は再生的であつて、そこにある電流レ
ベルをR1の両端間の電位降下が閉ループ利得GH
を１まで減らすまで高める。
第4063149号明細書に記載されたものである。
PNPトランジスタＱ５はエミツタホロワPNPト
ランジスタＱ６によるコレクタ・ベース帰還によ
り、また電圧−出力電流変換器としても働らくよ
うに接続されたPNPトランジスタＱ７，Ｑ８を
含む２出力CMAの入力電流−電圧変換器部とし
て働らく。Ｑ７のコレクタからの出力電流はI1と
して回路点N1に印加される。Ｑ５，Ｑ７，Ｑ８
は同様のエミツタ・ベース電圧で１：Ｆ：Ｇの比
を持つコレクタ電流を示すように構成されている
が、これはこれらのトランジスタを各コレクタ領
域の面積を収集効率比が適当になるように選んだ
複コレクタ横型トランジスタとして構成すること
により達せられる。Ｑ３，Ｑ４は低い入力電流レ
ベルで利得−H0を持つCMAとして働らき、抵抗
Ｒ１の両端間の付随電位降下によりVBEQ4がVBEQ3
に対して低下することによる入力電流の増大時に
は減少電流利得−Ｈを持つ電流増幅器として働ら
くようにされている。Ｆ、Ｇ、H0はすべて正の
定数である。ＧとＨの積は１より大きくなるよう
に選ばれる。従つてＱ５，Ｑ６，Ｑ８を含む２出
力CMAの電流利得−Ｇを示す部分と初期値−H0
から減少する電流利得−Ｈを持つ電流増幅器との
ループ接続は再生的であつて、そこにある電流レ
ベルをR1の両端間の電位降下が閉ループ利得GH
を１まで減らすまで高める。
クロール（Crowle）の説によれば、平衡状態
においてＲ１の両端間の電位降下VR1の値は実質
的に（KT／ｑ）ln（GH0）に等しい。ここでＫ
はボルツマン定数、ＴはＱ３，Ｑ４の動作絶対温
度、ｑは電子電荷である。この電位降下の維持に
必要なＱ８のコレクタ電流は実質的に（KT／
qR1）ln（GH0）に等しい値を持ち、Ｑ７のコレ
クタ電流はＱ８のそれのＦ／Ｇ倍で、（FKT／
GqR1）ln（GH0）の値を持つ。
においてＲ１の両端間の電位降下VR1の値は実質
的に（KT／ｑ）ln（GH0）に等しい。ここでＫ
はボルツマン定数、ＴはＱ３，Ｑ４の動作絶対温
度、ｑは電子電荷である。この電位降下の維持に
必要なＱ８のコレクタ電流は実質的に（KT／
qR1）ln（GH0）に等しい値を持ち、Ｑ７のコレ
クタ電流はＱ８のそれのＦ／Ｇ倍で、（FKT／
GqR1）ln（GH0）の値を持つ。
他の好ましい型の電流源は例えば米国特許第
3629691号明細書および西ドイツ公開特許明細書
第2157756号に記載されている。
3629691号明細書および西ドイツ公開特許明細書
第2157756号に記載されている。
強化された出力電流吸込み能力だけを必要とす
るOTAは、第１図のOTAを変形して非線形電流
増幅器IA２を、例えば単にＲ２１を実質的にイ
ンピーダンスのない接続手段で置換することによ
り実現し得るように、電流ミラー増幅器型の線形
電流増幅器と置換することにより得られる。また
強化された出力電流供給能力だけを必要とする
OTAは、第１図のOTAを変形して非線形電流増
幅器IA１を、例えば単にＲ１１を実質的にイン
ピーダンスのない接続手段で置換することにより
実現できるように、電流ミラー増幅器型の線形電
流増幅器で置換することにより得られる。強化さ
れた出力電流供給能力は、電流増幅器IA３を電
流増幅器IA２よりもまたはこれに加えて非線形
にすることによつて得られる。（Ｑ３２の共通エ
ミツタ順方向電流利得の周波数の上昇による減衰
を補償し、電流利得の直線性を向上するために、
Ｑ３２のエミツタとベースとの間にダイオード接
続トランジスタＱ３１と直列に抵抗を挿入しても
よい。） 上述の型のOTAにおける非線形電流増幅器は、
入力電流の増大と共に電流利得の上昇を示すもの
である限り、第１図のもの以外の他の形式のもの
でもよい。このような代替品の例として、米国特
許第3986048号（特開昭50−39441号と特開昭50−
39442号に対応する）明細書記載のような電流増
幅器がある。
るOTAは、第１図のOTAを変形して非線形電流
増幅器IA２を、例えば単にＲ２１を実質的にイ
ンピーダンスのない接続手段で置換することによ
り実現し得るように、電流ミラー増幅器型の線形
電流増幅器と置換することにより得られる。また
強化された出力電流供給能力だけを必要とする
OTAは、第１図のOTAを変形して非線形電流増
幅器IA１を、例えば単にＲ１１を実質的にイン
ピーダンスのない接続手段で置換することにより
実現できるように、電流ミラー増幅器型の線形電
流増幅器で置換することにより得られる。強化さ
れた出力電流供給能力は、電流増幅器IA３を電
流増幅器IA２よりもまたはこれに加えて非線形
にすることによつて得られる。（Ｑ３２の共通エ
ミツタ順方向電流利得の周波数の上昇による減衰
を補償し、電流利得の直線性を向上するために、
Ｑ３２のエミツタとベースとの間にダイオード接
続トランジスタＱ３１と直列に抵抗を挿入しても
よい。） 上述の型のOTAにおける非線形電流増幅器は、
入力電流の増大と共に電流利得の上昇を示すもの
である限り、第１図のもの以外の他の形式のもの
でもよい。このような代替品の例として、米国特
許第3986048号（特開昭50−39441号と特開昭50−
39442号に対応する）明細書記載のような電流増
幅器がある。
第３図の非線形電流増幅器IA４は例えば上記
米国特許明細書記載の形式のもので、IA１，IA
２で示した形式の非線形電流増幅器に置換し得る
ものである。電流増幅器IA４ではその共通端子
４０と入力端子４１との間に印加される入力電流
がダイオード接続NPNトランジスタＱ４１，Ｑ
４２の直列回路によつて電圧に変換される。電流
の対数として変る１個のダイオード接続トランジ
スタの両端間の電圧の２倍の変動を示すこの電圧
は、定電流発生器IS４１によつて実質的に一定の
エミツタ電流が引き出されるNPNトランジスタ
Ｑ４３のエミツタ・ベース間オフセツト電圧だけ
低減され、然る後、NPNトランジスタＱ４４の
エミツタ・ベース電圧として印加されて入力電流
の２乗に比例して変化する電流需要に変換され、
IA４の出力端子４２に現れる。IS４１の電流需
要の増加によつて、出力端子４２の零入力電流需
要は入力端子４１に印加される対抗零入力電流の
任意所望のレベルまで減少する。
米国特許明細書記載の形式のもので、IA１，IA
２で示した形式の非線形電流増幅器に置換し得る
ものである。電流増幅器IA４ではその共通端子
４０と入力端子４１との間に印加される入力電流
がダイオード接続NPNトランジスタＱ４１，Ｑ
４２の直列回路によつて電圧に変換される。電流
の対数として変る１個のダイオード接続トランジ
スタの両端間の電圧の２倍の変動を示すこの電圧
は、定電流発生器IS４１によつて実質的に一定の
エミツタ電流が引き出されるNPNトランジスタ
Ｑ４３のエミツタ・ベース間オフセツト電圧だけ
低減され、然る後、NPNトランジスタＱ４４の
エミツタ・ベース電圧として印加されて入力電流
の２乗に比例して変化する電流需要に変換され、
IA４の出力端子４２に現れる。IS４１の電流需
要の増加によつて、出力端子４２の零入力電流需
要は入力端子４１に印加される対抗零入力電流の
任意所望のレベルまで減少する。
通常のOTAはその出力段においてＡ級準線形
の動作をするが、上述のOTAはその増幅器段の
少くとも１つがAB級動作をする特徴があること
が判る。この発明を実施すると共にAB級の第１
電流増幅器とAB級の第２または第３電流増幅器
を用いるOTAの出力段はAB級の準線形動作をす
ることが判る。
の動作をするが、上述のOTAはその増幅器段の
少くとも１つがAB級動作をする特徴があること
が判る。この発明を実施すると共にAB級の第１
電流増幅器とAB級の第２または第３電流増幅器
を用いるOTAの出力段はAB級の準線形動作をす
ることが判る。
端子INの前と端子OUTととの間に設けられ
る分圧比が１：１より僅かしか大きくない分圧器
によつて、その入力回路と出力回路の双方でＢ−
からＢ＋までいつぱいの振れに適応する能力を持
つ電位ホロワが得られる。
る分圧比が１：１より僅かしか大きくない分圧器
によつて、その入力回路と出力回路の双方でＢ−
からＢ＋までいつぱいの振れに適応する能力を持
つ電位ホロワが得られる。
演算増幅器の設計における当業者は上述の説明
に基いて上述の実施例の他のこの発明の種々の実
施例を案出することができる。
に基いて上述の実施例の他のこの発明の種々の実
施例を案出することができる。
第１図はこの発明を実施する非線形成分電流増
幅器を含むOTAの回路図、第２図は第１図の
OTAにおける使用に特に適する型の電流源の回
路図、第３図はこの発明を実施する他のOTA構
体を得るために第１図の型の非線形電流増幅器に
置換し得る他の型の非線形電流増幅器の回路図で
ある。 Ｂ＋，Ｂ−……動作電圧端子、Ｑ１，Ｑ２，IS
１……前置増幅器、IA１，IA２，IA３……増幅
器、OUT……出力信号端子、１１，２１，３１，
４１……入力端子、１２，２２，３２，４２……
出力端子、３０……共通端子。
幅器を含むOTAの回路図、第２図は第１図の
OTAにおける使用に特に適する型の電流源の回
路図、第３図はこの発明を実施する他のOTA構
体を得るために第１図の型の非線形電流増幅器に
置換し得る他の型の非線形電流増幅器の回路図で
ある。 Ｂ＋，Ｂ−……動作電圧端子、Ｑ１，Ｑ２，IS
１……前置増幅器、IA１，IA２，IA３……増幅
器、OUT……出力信号端子、１１，２１，３１，
４１……入力端子、１２，２２，３２，４２……
出力端子、３０……共通端子。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 第１および第２の動作電圧端子と、 入力信号に応動して第１および第２の出力端子
に逆向きに振れて第１の極性を持つ各電流に重ね
られる信号変化を生ずる前置増幅器手段と、 上記前置増幅器手段の第１および第２の出力端
子に結合された入力端子、上記第２の動作電圧端
子に結合された共通端子および第２の極性の出力
電流を供給する出力端子を持つ第１および第２の
電流増幅器と、 上記第２の電流増幅器の出力端子に結合された
入力端子、上記第１の動作電圧端子に結合された
共通端子および上記第１の極性の出力電流を供給
する出力端子を持つ第３の電流増幅器と、 上記第１および第３の電流増幅器の出力端子が
接続されてそれらの電流増幅器の出力電流の差を
取出す出力信号端子とを含み、 上記第１、第２および第３の電流増幅器の少な
くとも１つはその入力端子への電流の増大に応じ
てその入出力端子間の電流利得が非線形な増大を
示すものであることを特徴とする演算相互コンダ
クタンス増幅器。
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US06/076,674 US4267519A (en) | 1979-09-18 | 1979-09-18 | Operational transconductance amplifiers with non-linear component current amplifiers |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5652914A JPS5652914A (en) | 1981-05-12 |
| JPH0121642B2 true JPH0121642B2 (ja) | 1989-04-21 |
Family
ID=22133523
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP13005480A Granted JPS5652914A (en) | 1979-09-18 | 1980-09-17 | Arithmetic mutual conductance amplifier |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4267519A (ja) |
| JP (1) | JPS5652914A (ja) |
| DE (1) | DE3035272A1 (ja) |
| FR (1) | FR2466135B1 (ja) |
| GB (1) | GB2058504B (ja) |
| IT (1) | IT1132330B (ja) |
Families Citing this family (22)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4383223A (en) * | 1980-04-10 | 1983-05-10 | Motorola, Inc. | CMOS Operational amplifier employing push-pull output stage |
| EP0070895A1 (en) * | 1981-02-09 | 1983-02-09 | JOHNSON, Fred D. | Amplifier having reduced power dissipation and improved slew rate |
| JPS57162505A (en) * | 1981-03-31 | 1982-10-06 | Toshiba Corp | Transistor circuit |
| IT1235857B (it) * | 1983-08-05 | 1992-11-16 | Sgs Microelettronica Spa | Stadio di uscita per amplificatori di potenza. |
| US4584520A (en) * | 1984-03-12 | 1986-04-22 | Raytheon Company | Switchable current source circuitry having a current mirror and a switching transistor coupled in parallel |
| US4595885A (en) * | 1984-10-01 | 1986-06-17 | Motorola, Inc. | Adjustable active filter |
| JPH0618301B2 (ja) * | 1985-03-26 | 1994-03-09 | ロ−ム株式会社 | レベルシフト回路 |
| US4607232A (en) * | 1985-04-01 | 1986-08-19 | Raytheon Company | Low voltage amplifier circuit |
| DE3642167A1 (de) * | 1986-12-10 | 1988-06-30 | Philips Patentverwaltung | Stromspiegelschaltung |
| US4783602A (en) * | 1987-06-26 | 1988-11-08 | American Telephone And Telegraph Company, At&T Bell Laboratories | Operational transconductance amplifier for use in sample-and-hold circuits and the like |
| US5119022A (en) * | 1991-06-03 | 1992-06-02 | Center For Innovative Technology | Tank circuit sensor for monitoring resin graphite composite fiber densities |
| US5229721A (en) * | 1992-04-06 | 1993-07-20 | Plantronics, Inc. | Micropower amplifier/transducer driver with signal expansion |
| DE4316550C1 (de) * | 1993-05-18 | 1995-01-05 | Telefonbau & Normalzeit Gmbh | Schaltungsanordnung für einen Verstärker |
| DE4316552A1 (de) * | 1993-05-18 | 1994-11-24 | Telefonbau & Normalzeit Gmbh | Schaltungsanordnung für einen Spannungs-Verstärker |
| DE69507033T2 (de) * | 1995-10-09 | 1999-05-12 | Stmicroelectronics S.R.L., Agrate Brianza, Mailand/Milano | Stromkomparator |
| FR2768871B1 (fr) * | 1997-09-24 | 1999-11-26 | Sgs Thomson Microelectronics | Amplificateur de courant, en particulier pour ligne telephonique |
| US6084475A (en) * | 1998-10-06 | 2000-07-04 | Texas Instruments Incorporated | Active compensating capacitive multiplier |
| US6281751B1 (en) * | 1999-08-16 | 2001-08-28 | Cirrus Logic, Inc. | Frequency compensation for single-ended class AB operational amplifiers with fully-differential input stages |
| US6304143B1 (en) * | 2000-11-13 | 2001-10-16 | Texas Instruments Incorporated | Amplifier slew rate boosting scheme |
| US6856198B2 (en) * | 2002-12-23 | 2005-02-15 | Intel Corporation | Amplifier and method for voltage-to-current conversion |
| DE102006044530A1 (de) * | 2006-09-21 | 2008-04-24 | Qimonda Ag | Vorrichtung und Verfahren zur Strommessung bzw. Stromverstärkung |
| US9356562B2 (en) | 2014-01-30 | 2016-05-31 | Apple Inc. | Family of slew-enhanced operational transconductance amplifiers |
Family Cites Families (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3550024A (en) * | 1967-10-13 | 1970-12-22 | Sony Corp | Transistor push-pull amplifier |
| GB1274672A (en) * | 1968-09-27 | 1972-05-17 | Rca Corp | Operational amplifier |
| US3629691A (en) * | 1970-07-13 | 1971-12-21 | Rca Corp | Current source |
| NL7017919A (ja) * | 1970-12-09 | 1972-06-13 | ||
| DE2322466C3 (de) | 1973-05-04 | 1981-08-13 | Robert Bosch Gmbh, 7000 Stuttgart | Operationsverstärker |
| US3986048A (en) * | 1973-08-10 | 1976-10-12 | Sony Corporation | Non-linear amplifier |
| US3855540A (en) * | 1973-12-13 | 1974-12-17 | Rca Corp | Push-pull transistor amplifier with driver circuits providing over-current protection |
| US3979689A (en) * | 1975-01-29 | 1976-09-07 | Rca Corporation | Differential amplifier circuit |
| US4063149A (en) * | 1975-02-24 | 1977-12-13 | Rca Corporation | Current regulating circuits |
| US4267517A (en) * | 1977-12-07 | 1981-05-12 | Tokyo Shibaura Denki Kabushiki Kaisha | Operational amplifier |
-
1979
- 1979-09-18 US US06/076,674 patent/US4267519A/en not_active Expired - Lifetime
-
1980
- 1980-08-05 IT IT24017/80A patent/IT1132330B/it active
- 1980-09-11 GB GB8029453A patent/GB2058504B/en not_active Expired
- 1980-09-17 JP JP13005480A patent/JPS5652914A/ja active Granted
- 1980-09-18 FR FR8020095A patent/FR2466135B1/fr not_active Expired
- 1980-09-18 DE DE19803035272 patent/DE3035272A1/de active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| DE3035272C2 (ja) | 1990-03-22 |
| FR2466135A1 (fr) | 1981-03-27 |
| FR2466135B1 (fr) | 1987-10-02 |
| GB2058504B (en) | 1984-01-11 |
| IT1132330B (it) | 1986-07-02 |
| US4267519A (en) | 1981-05-12 |
| DE3035272A1 (de) | 1981-04-02 |
| JPS5652914A (en) | 1981-05-12 |
| IT8024017A0 (it) | 1980-08-05 |
| GB2058504A (en) | 1981-04-08 |
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