JPS6033740Y2 - スイッチング制御型電源回路 - Google Patents

Description

【考案の詳細な説明】 本考案はスイッチング制御型電源回路に関し、特にドラ
イブ回路部の改良に関する。

一般に定電圧源回路では、負荷電流路に直列に検出抵抗
を接続し、負荷電流が定格を越えて増大した場合に上記
抵抗に生じる電圧の上昇を検出して電源回路を遮断せし
める過電流保護回路が付加されており、スイッチング制
御型電源回路に於いても同様である。

しかしながら、斯る従来の過電流保護回路では、前記抵
抗の値を大きく設定すると、この抵抗での電力損失が問
題となると共に出力電圧のレギューレーションが悪化す
ることとなり、逆に上記抵抗値を小さく設定すると、温
度変化等によって負荷電流の変化を正確に検出できない
と云う欠点があり、設計上の隘路となっていた。

また、それに加えて上記低杭に生じる電圧を検出するた
めに基準電圧源及び電圧比較回路等を必要とするため、
回路素子数が増大すると云う欠点があった。

そこで、本考案はこのような欠点を解消したスイッチン
グ制御型電源回路を提案するものである。

以下、第１図に示す本考案の一実施例をテレビジョン受
像機の電源回路として使用した場合について説明する。

第１図の回路は大別すると、商用交流電源を入力とする
整流回路部１と、その整流出力を断続制御するスイッチ
ング制御部２と、そのスイッチング出力を平滑する平滑
回路部３と、ここから得る直流電圧に応じて制御される
可変パルス幅発振回路部４から構成されている。

前記スイッチング回路部２は前記整流回路部１と平滑回
路部２間に直列に接続されたスイッチングトランジスタ
Ｔｒ１と、前記発振回路部４の出力パルスがベースに印
加されるドライブトランジスタＴｒ２と、このドライブ
トランジスタＴｒ２のオン時に上記スイッチングトラン
ジスタＴｒ１がオンになるよう接続されたドライブトラ
ンスＴを主要素として構成されている。

斯るスイッチング回路部２に於いて特に注意を要するの
は、前記ドライブトランスＴの入力巻線と入力ライン１
１との間にコンデンサＣ□と抵抗Ｒ□からなる第１のイ
ンピーダンス回路を接続し、上記入力巻線と出力ライン
１□との間に逆流防止用ダイオードＤ１と抵抗Ｒ２から
なる第２のインピーダンス回路を接続した点である。

なお、コンデンサＣ２はドライブトランスＴの前記巻線
に発生するスイッチングノイズが入力ライン１１に進入
するのを防止するためのものであり、また、コンデンサ
Ｃ３及び抵抗Ｒ３は上記巻線に発生する過大なパルス電
圧を抑圧するためのものである。

一方、前記発振回路部４はトランジスタＴｒ３゜Ｔｒ、
を主要素とする無安定マルチバイブレータと、出力ライ
ン１□に得る直流出力電圧Ｖ。

に応じて可変インピーダンス動作する制御トランジスタ
Ｔｒ５からなり、その制御トランジスタＴｒ５によって
上記マルチバイブレータの時定数を制御して発振パルス
のパルス幅を可変とすると共に、テレビジョン受像機の
水平フライバックパルス等の適当なトリガパルスＴＰに
よって発振周波数を固定する構成である。

また、この発振回路部４には入力ライン１１から抵抗Ｒ
４を介して起動電流が供給され、起動後はテレビジョン
受像機のフライバックトランス等から得る直流電圧＋ｖ
ｂがダイオードＤ２及び抵抗Ｒ５を通って駆動電源とし
て供給されるが、その際、上記直流電圧がダイオードＤ
３．Ｄ４によって一定電圧（約６．ＯＶ）にクランプさ
れるようになっている。

次に斯る電源回路の動作について説明する。

先ず、電源スィッチＳＷを投入すると、入力ライン１１
から抵抗Ｒ４を通って発振回路部４に起動電流が流れ、
これによって発振回路部内の無安定マルチバイブレータ
が自己発振する。

一方、前記ドライブトランジスタＴｒ２のコレクタはド
ライブトランスＴの入力巻線及び抵抗Ｒ１とコンデンサ
Ｃ１を介して入力ライン１１に接続されているので、前
記マルチバイブレータの一方のトランジスタＴｒ４のタ
ーンオフ時にドライブトランジスタＴｒ２がオンになる
と、そのコレクタ電流が入力ライン１□側からドライブ
トランスＴの入力巻線を通って流れる。

これによってスイッチングトランジスタＴｒ□もオンに
なり、従って、出力ライン１２には平滑回路３を通って
出力電圧Ｖ。

が現われる。

このため、出力ライン１□からダイオードＤ□と抵損ア
２を通る電流が先のコンデンサＣ１と抵抗Ｒ１を通る起
動電流と共に前記ドライブトランジスタＴｒ２に流れる
ことになる。

斯る動作を数回繰り返す間に、出力電圧Ｖ。

が次第に上昇して行くため、出力ライン１□から電源を
得るテレビジョン受像機の水平出力回路が動作し始め、
それによって直流電圧ｖｂが次第に上昇して行くと共に
、トリガパルスＴＰが現われる。

このため、電源スィッチＳＷの投入時から一定時間経過
後には、上記電圧ｖｂをダイオードＤ３．Ｄ４でクラン
プして得る一定の直流電圧が発振回路部４に供給され、
且つ、この回路部が一定周期でトリガされることになる
。

また、この状態では先の起動用のコンデンサＣ０が充電
されているので、ドライブトランジスタＴｒ２のコレク
タ電流は出力ライン１゜側からのみ供給される。

斯る定常状態では、出力ライン１゜にはスイッチングト
ランジスタＴｒ、のオン・オフの時間比率によって決ま
る一定の出力電圧Ｖ。

が得られるが、この電圧を一定値に保つ制御動作は次の
ように行われる。

即ち、今、例えば出力電圧Ｖ。が上昇した場合には、制
御トランジスタＴｒ５のコレクタ・エミッタ間インピー
ダンスが増大するので、このＴｒ５．Ｒ６，Ｒ７及びＣ
４で決まる時定数が大きくなる。

このため、無安定マルチバイブレータのＴｒ３のターン
オンタイミングが遅れるが、他方ターンオフタイミング
はトリガパルス■によって固定されているので、このＴ
ｒ３のオン期間即ち発振出力パルスＯＰのパルス幅Ｔが
狭くなる。

このため、ドライブトランジスタＴｒ２のオン期間従っ
てスイッチングトランジスタＴＲ１のオン期間が短くな
って、出力型ＩＥＶ。

を低下せしめる方向に制御する訳である。

次に、過負荷時について説明すると、出力ライン１□に
接続された負荷回路の故障等によって過電流が流れた場
合には、出力電圧Ｖ。

が低下する。なぜなら出力ライン１２に取り出し得る最
大電力はスイッチングトランジスタＴｒ１のオン期間の
最大長さによって制限を受けるので、このような場合に
は定電圧制御領域からはみ出してしまうからである。

このようにして出力電圧が低下すると、ダイオードＤ１
と抵抗Ｒ２を通ってドライブトランジスタＴｒ２に供給
されるコレクタ電流が減少するので、ドライブトランス
Ｔの出力巻線に誘起される電流も減少する。

このため、スイッチングトランジスタＴｒ１が充分に駆
動されなくなって、そのコレクタ・エミッタ間インピー
ダンスが増大し、従って、出力電圧Ｖ。

が低下する。この出力電圧の低下は更にドライブトラン
ジスタＴｒ２のコレクタ電流を減少せしめるため、斯る
動作の繰り返しによってスイッチングトランジスタＴｒ
１は一瞬のうちにオフとなり、負荷回路への給電を断つ
訳である。

第２図はこの場合の負荷電流対出力電圧特性を表わして
いる。

以上説明した如く本考案は、スイッチングトランジスタ
がドライブトランジスタにトランス結合されたスイッチ
ング制御型電源回路に於いて、起動時は上記ドライブト
ランジスタに電源入力側から起動電流を供給し、定常状
態では電源回路の出力ライン側から動作電流を供給する
ようにしているので、特別の保護回路を設けることなく
過電流保護機能を実現することができ、従って、回路構
成が簡略化されると共に電源回路内での電力損失を低減
できる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本考案電源回路の一実施例を示す回路図、第２
図はその負荷電流対出力電圧特性を示す図である。 Ｔｒｌ・・・・・・スイッチングトランジスタ、Ｔｒ２
・・・・・・ドライブトランジスタ、Ｔ・・・・・・ド
ライブトランス、Ｃ□、Ｒ１・・・・・・第１のインピ
ーダンス回路を構成するコンデンサと抵抗、Ｄｌ、Ｒ２
・・・・・・第２のインピーダンス回路を構成するダイ
オードと抵抗。

Claims (1)

【実用新案登録請求の範囲】
1. 直流入力を断続制御するスイッチングトランジスタと、
   このトランジスタを可変パルス幅発！回路の出力に応答
   して駆動するドライブトランジスタをトランス結合し、
   上記ドライブトランジスタに接続された前記トランスの
   入力巻線と前記直流入力側との間に起動時のみ導通する
   上記ドライブトランジスタの起動電流供給用の第１のイ
   ンピーダンス回路を接続すると共に、上記スイッチング
   トランジスタの出力を平滑する平滑回路の出力側と前記
   入力巻線との間に定常状態のときに導通する前記ドライ
   ブトランジスタの定常動作電流供給用の第２のインピー
   ダンス回路を接続したことを特徴とするスイッチング制
   御型電源回路。