JPS6042646B2 - 前置増幅器 - Google Patents
前置増幅器Info
- Publication number
- JPS6042646B2 JPS6042646B2 JP52032453A JP3245377A JPS6042646B2 JP S6042646 B2 JPS6042646 B2 JP S6042646B2 JP 52032453 A JP52032453 A JP 52032453A JP 3245377 A JP3245377 A JP 3245377A JP S6042646 B2 JPS6042646 B2 JP S6042646B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- preamplifier
- frequency
- output
- voltage
- resistor
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/26—Modifications of amplifiers to reduce influence of noise generated by amplifying elements
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/04—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements with semiconductor devices only
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/189—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers
- H03F3/19—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers with semiconductor devices only
- H03F3/191—Tuned amplifiers
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N5/00—Details of television systems
- H04N5/76—Television signal recording
- H04N5/91—Television signal processing therefor
- H04N5/93—Regeneration of the television signal or of selected parts thereof
- H04N5/931—Regeneration of the television signal or of selected parts thereof for restoring the level of the reproduced signal
- H04N5/9315—Regeneration of the television signal or of selected parts thereof for restoring the level of the reproduced signal the level control being frequency dependent
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Multimedia (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Amplifiers (AREA)
- Television Signal Processing For Recording (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
する。
正弦波を磁気ヘッドにより、磁気テープ上に記録し、再
生した場合の０出力電圧一周波数ョ特性は、第２図ａの
曲線１に示す如くであつて、周波数ＦＯにおいて最大出
力電圧が得られる。
生した場合の０出力電圧一周波数ョ特性は、第２図ａの
曲線１に示す如くであつて、周波数ＦＯにおいて最大出
力電圧が得られる。
この周波数ＦＯは、磁気ヘッドのヘッドキャップ幅と、
磁気ヘッドとテープとの相対速度とにより決つてくるも
のであつて、およそ１ＭＨｚ又はこれ以下である。一方
、映像信号の周波数帯域幅は、４ＭＨｚ程度あるため、
ＦＭ変調技術を利用する場合、少なくとも４ＭＨｚの周
波数帯域幅が必要であることとなる。そのため、前置増
幅器の共振系の共振周波数Ｆｒを、およそ５ＭＨｚに設
定し、前置増幅器の出力電圧を周波数の変化に対し、平
坦化している。一般に映像信号をＦＭ変調する際の周波
数偏位は下限３．５ＭＨｚ１上限４．５ＭＨｚ程度に選
ばれ、シンクチツプの周波数が低く、白レベルの周波数
が高くなるように変調する。また、ＦＭ信号の搬送波及
び下側波はテープ上に記録されるが、その上側波はほと
んど失なわれる。このように、周波数帯域幅の狭い磁気
記録再生装置て映像信号を記録再生すると、１反転ョ又
は１ヤブレョと呼ばれる特有の現象を生じ易すい。
磁気ヘッドとテープとの相対速度とにより決つてくるも
のであつて、およそ１ＭＨｚ又はこれ以下である。一方
、映像信号の周波数帯域幅は、４ＭＨｚ程度あるため、
ＦＭ変調技術を利用する場合、少なくとも４ＭＨｚの周
波数帯域幅が必要であることとなる。そのため、前置増
幅器の共振系の共振周波数Ｆｒを、およそ５ＭＨｚに設
定し、前置増幅器の出力電圧を周波数の変化に対し、平
坦化している。一般に映像信号をＦＭ変調する際の周波
数偏位は下限３．５ＭＨｚ１上限４．５ＭＨｚ程度に選
ばれ、シンクチツプの周波数が低く、白レベルの周波数
が高くなるように変調する。また、ＦＭ信号の搬送波及
び下側波はテープ上に記録されるが、その上側波はほと
んど失なわれる。このように、周波数帯域幅の狭い磁気
記録再生装置て映像信号を記録再生すると、１反転ョ又
は１ヤブレョと呼ばれる特有の現象を生じ易すい。
これを避げるために、共振周波数Ｆｒは、前記上限周波
数（および４．５ＭＨｚ位）よりも高く設定される。以
上が磁気記録再生の概略である。
数（および４．５ＭＨｚ位）よりも高く設定される。以
上が磁気記録再生の概略である。
近年、磁気記録再生装置の高密度化が著しく進み、当初
ＥＩＡＪの規格において、ヘッドとテープ間の相対速度
が１１ｍ／秒、トラック幅が１２０ｐｍであつたものが
、それぞれ６ｍ／秒、３０μｍのものが実用化されるよ
うになつてきている。その結果磁気テープ上での単位面
積当りの記録密度は、およそ８倍も向上した。相対速度
の減少に比例し、またトラック幅の減少に比例して、ヘ
ッドにより再生される信号電圧は減少してきている。磁
気テープ及び磁気ヘッドの改良により少しは補なわれて
はいるが、出力電圧の低下は大幅なものであつて以下に
述べるような、Ｓ／Ｎ比の劣下という重大な問・題が生
じている。即ち、磁気ヘッドからの出力電圧が低下して
も、十分なＳ／Ｎ比を得るためにノイズを減少させる必
要がある。
ＥＩＡＪの規格において、ヘッドとテープ間の相対速度
が１１ｍ／秒、トラック幅が１２０ｐｍであつたものが
、それぞれ６ｍ／秒、３０μｍのものが実用化されるよ
うになつてきている。その結果磁気テープ上での単位面
積当りの記録密度は、およそ８倍も向上した。相対速度
の減少に比例し、またトラック幅の減少に比例して、ヘ
ッドにより再生される信号電圧は減少してきている。磁
気テープ及び磁気ヘッドの改良により少しは補なわれて
はいるが、出力電圧の低下は大幅なものであつて以下に
述べるような、Ｓ／Ｎ比の劣下という重大な問・題が生
じている。即ち、磁気ヘッドからの出力電圧が低下して
も、十分なＳ／Ｎ比を得るためにノイズを減少させる必
要がある。
ところが従来、ヘッド、テープ、及び前置増幅器におけ
るノイズ発生があまり解明されておらず、また磁気ヘッ
ドからの再生信号の信号源インピーダンスは周波数によ
り変化するために、前置増幅器のＮＦを最適にする設計
手法も不十分で、しかも複雑なものであつた。さらに、
従来は変調ノイズと呼ばれるテープとヘッド系に特有の
ノイズが支配的であつたが、この変調ノイズも再生信号
レベルの減少につれて減少してきている（磁気ヘッドか
らの再生信号の出力が低゛下すると、変調ノイズも減少
することが実験的に判つている）。また変調ノイズは、
ＡＭ変調成分が大きいためＦＭ復調の前処理の過程、即
ちりミッターによりある程度減少できるものである。以
上のような結果、高密度記録時のＦＭ復調後の信号のＳ
／Ｎ比に支配的な影響を与えているノイズ発生源を明確
にし、それを改善する手段が要求されるようになつてき
た。以上述べた中で明らかになつた問題点を解決しよう
とするのが本発明である。
るノイズ発生があまり解明されておらず、また磁気ヘッ
ドからの再生信号の信号源インピーダンスは周波数によ
り変化するために、前置増幅器のＮＦを最適にする設計
手法も不十分で、しかも複雑なものであつた。さらに、
従来は変調ノイズと呼ばれるテープとヘッド系に特有の
ノイズが支配的であつたが、この変調ノイズも再生信号
レベルの減少につれて減少してきている（磁気ヘッドか
らの再生信号の出力が低゛下すると、変調ノイズも減少
することが実験的に判つている）。また変調ノイズは、
ＡＭ変調成分が大きいためＦＭ復調の前処理の過程、即
ちりミッターによりある程度減少できるものである。以
上のような結果、高密度記録時のＦＭ復調後の信号のＳ
／Ｎ比に支配的な影響を与えているノイズ発生源を明確
にし、それを改善する手段が要求されるようになつてき
た。以上述べた中で明らかになつた問題点を解決しよう
とするのが本発明である。
ＦＭ復調後の信号Ｓ／Ｎ比は次のような過程で劣下して
いることがつきとめられた。第２図ｂの曲線３は前置増
幅器の交流出力を縦軸に、横軸に周波数を採り、示した
グラフであつて、周波数Ｆｓの信号が磁気ヘッドより再
生され、増幅されている。この信号の上側波、下側波側
に現われている出力成分は、ノイズであつて、共振周波
数Ｆｒ付近で極大となつている。
いることがつきとめられた。第２図ｂの曲線３は前置増
幅器の交流出力を縦軸に、横軸に周波数を採り、示した
グラフであつて、周波数Ｆｓの信号が磁気ヘッドより再
生され、増幅されている。この信号の上側波、下側波側
に現われている出力成分は、ノイズであつて、共振周波
数Ｆｒ付近で極大となつている。
このようなノイズを含んだ信号（第２図ｂの曲線３）を
、ＦＭ復調の前処理としてりミッター回路で振幅制限す
ると、第２図ｃの曲線４のようになつていて、信号周波
数Ｆｓの上側波側、下側波側にノイズ出力の極大値を有
する信号になる。りミッター回路によるこのような現象
はいわゆる残留側波帯ＦＭ方式において、搬送波と、一
方の側帯波とをりミッター回路を介すると、もう一方の
側波が再生されるのと、同様の現象である。このような
信号（第２図ｃの曲線４）をＦＭ復調することになるた
め、復調信号中のノイズが増えている。周波数Ｆｒに前
記共振系の共振周波数を設定する理由は前述した如く、
テープよりの出力電圧の周波数特性の補正及び１反転ョ
の防止であるから、磁気ヘッドにより再生される信号の
周波数Ｆｓは共振周波数Ｆｒよソー般に低い。このため
に、以上のような過程でノイズが発生する。このノイズ
の影響はＦＭ変調された映像信号において、前述の如く
、白レベル側よりも、グレーレベル及び黒レベルの方が
周波数が低いために、大きい。共振周波数Ｆｒ付近で極
大値をとるノイズの発生源は、従来明確でなく、磁気ヘ
ッドのインピーダンスの実数分であると考えられていた
が、共振系のダンピング低抗が主な発生源であることが
わかる。さらに詳しくは、第１図ｂにおいて、インダク
タンスＬＨ、容量ＣＨ、及び抵抗ＲＯにより構成される
共振回路のインピーダンスの実数部であつ−て、共振周
波数Ｆｒにおいて極大値をとる。
、ＦＭ復調の前処理としてりミッター回路で振幅制限す
ると、第２図ｃの曲線４のようになつていて、信号周波
数Ｆｓの上側波側、下側波側にノイズ出力の極大値を有
する信号になる。りミッター回路によるこのような現象
はいわゆる残留側波帯ＦＭ方式において、搬送波と、一
方の側帯波とをりミッター回路を介すると、もう一方の
側波が再生されるのと、同様の現象である。このような
信号（第２図ｃの曲線４）をＦＭ復調することになるた
め、復調信号中のノイズが増えている。周波数Ｆｒに前
記共振系の共振周波数を設定する理由は前述した如く、
テープよりの出力電圧の周波数特性の補正及び１反転ョ
の防止であるから、磁気ヘッドにより再生される信号の
周波数Ｆｓは共振周波数Ｆｒよソー般に低い。このため
に、以上のような過程でノイズが発生する。このノイズ
の影響はＦＭ変調された映像信号において、前述の如く
、白レベル側よりも、グレーレベル及び黒レベルの方が
周波数が低いために、大きい。共振周波数Ｆｒ付近で極
大値をとるノイズの発生源は、従来明確でなく、磁気ヘ
ッドのインピーダンスの実数分であると考えられていた
が、共振系のダンピング低抗が主な発生源であることが
わかる。さらに詳しくは、第１図ｂにおいて、インダク
タンスＬＨ、容量ＣＨ、及び抵抗ＲＯにより構成される
共振回路のインピーダンスの実数部であつ−て、共振周
波数Ｆｒにおいて極大値をとる。
本発明の目的は、このダンピング抵抗ＲＯに発生するノ
イズを軽減することである。第３図ａに一実施例を示し
、説明する。インダクタンスＬＨは磁気ヘッドのインダ
クタンス分であり、Ｅｓは磁気ヘッドに誘導される信号
を示す。容量ＣＨは、インダクタンスＬＨと共に共振系
を構成するため、また容量Ｃ１は増幅器Ａと共振系とを
直流的に分離するためのものである。増幅器Ａの初段増
幅素子は内部で直流バイアス電圧が与えられている。増
幅器Ａの入力端子Ｔｉｎに入力された信号は、ａ倍に増
幅、位相反転されて、出力端子ＴＯｕｔに現われる。（
但し、ａ〉＋１とする）。したがつて、抵抗Ｒ１は負帰
還抵抗として動作し、その負帰還率βは、共振系のイン
ピーダンスムと増幅器Ａの入力インピーダンスＲｉｎと
の並列インピーダンスＺｉｎから、である。
イズを軽減することである。第３図ａに一実施例を示し
、説明する。インダクタンスＬＨは磁気ヘッドのインダ
クタンス分であり、Ｅｓは磁気ヘッドに誘導される信号
を示す。容量ＣＨは、インダクタンスＬＨと共に共振系
を構成するため、また容量Ｃ１は増幅器Ａと共振系とを
直流的に分離するためのものである。増幅器Ａの初段増
幅素子は内部で直流バイアス電圧が与えられている。増
幅器Ａの入力端子Ｔｉｎに入力された信号は、ａ倍に増
幅、位相反転されて、出力端子ＴＯｕｔに現われる。（
但し、ａ〉＋１とする）。したがつて、抵抗Ｒ１は負帰
還抵抗として動作し、その負帰還率βは、共振系のイン
ピーダンスムと増幅器Ａの入力インピーダンスＲｉｎと
の並列インピーダンスＺｉｎから、である。
磁気ヘッド側から増幅器Ａの側を見た場合、抵抗Ｒ１は
、負帰還抵抗だから、等価的に３Ｌとなつて入力端子と
接地との間に挿入されａ＋１て、インピーダンスＺｓ及
びＲｉｎに並列に動作する。
、負帰還抵抗だから、等価的に３Ｌとなつて入力端子と
接地との間に挿入されａ＋１て、インピーダンスＺｓ及
びＲｉｎに並列に動作する。
そして第１図ｂにおける抵抗ＲＯと同じ動作をするよう
に設定する。よつてＲ１＝（ａ＋１）ＲＯである。この
第３図ａと第１図ｂとの差を説明するために、第５図Ａ
，ｂを用いる。
に設定する。よつてＲ１＝（ａ＋１）ＲＯである。この
第３図ａと第１図ｂとの差を説明するために、第５図Ａ
，ｂを用いる。
第５図ａは第１図ｂの等価回路で、磁気ヘッド（そのイ
ンダクタンスＬＨ）と容量ＣＨとの共振系のインピーダ
ンスムを介して、磁気ヘッドに誘導された信号（周波数
Ｆｓ）の電圧Ｅｓ″が端子Ｔｓに導かれている。
ンダクタンスＬＨ）と容量ＣＨとの共振系のインピーダ
ンスムを介して、磁気ヘッドに誘導された信号（周波数
Ｆｓ）の電圧Ｅｓ″が端子Ｔｓに導かれている。
（電圧Ｅｓ″は、第１図ｂを第５図Ａ，ｂに書き直した
ために、電圧Ｈｓに係数をかけた電圧）また、ダンピン
グ抵ｔ／ＬＲＯが端子Ｔｓと接地との間に接続されでお
り、電圧源πｗはこの抵拍只０の発生する熱雑音である
。端子Ｔｓに現われた信号及び雑音は、入力端子Ｔｉｎ
に入力されて増幅器Ａの入力抵ｔ／ＬＲｌｎの両端に電
圧を発生する。端子Ｔｓに現われる周波数Ｆｓの信号成
分は、であり、共振周波数Ｆｒ付近に極大値を持つ抵抗
ＲＯの発生する雑音μュは端子Ｔｓにおいてである。こ
こにム（Ｆｓ），Ｚｓ（Ｆｒ）はそれぞれインピーダン
スムの周波数Ｆｓ及び周波数Ｆｒにおけるインピーダン
スであり、Ｋ，Ｔ，Δｆはそれぞれボルツマン定数、抵
抗の温度、及び周波数Ｆｒ近辺の狭い周波数帯域幅を示
す。ここで周波数Ｆｓの信号成分と、周波数Ｆｒ近辺の
雑音成分との比ＲａｔｉＯをとると、ノとなる。
ために、電圧Ｈｓに係数をかけた電圧）また、ダンピン
グ抵ｔ／ＬＲＯが端子Ｔｓと接地との間に接続されでお
り、電圧源πｗはこの抵拍只０の発生する熱雑音である
。端子Ｔｓに現われた信号及び雑音は、入力端子Ｔｉｎ
に入力されて増幅器Ａの入力抵ｔ／ＬＲｌｎの両端に電
圧を発生する。端子Ｔｓに現われる周波数Ｆｓの信号成
分は、であり、共振周波数Ｆｒ付近に極大値を持つ抵抗
ＲＯの発生する雑音μュは端子Ｔｓにおいてである。こ
こにム（Ｆｓ），Ｚｓ（Ｆｒ）はそれぞれインピーダン
スムの周波数Ｆｓ及び周波数Ｆｒにおけるインピーダン
スであり、Ｋ，Ｔ，Δｆはそれぞれボルツマン定数、抵
抗の温度、及び周波数Ｆｒ近辺の狭い周波数帯域幅を示
す。ここで周波数Ｆｓの信号成分と、周波数Ｆｒ近辺の
雑音成分との比ＲａｔｉＯをとると、ノとなる。
この値は大きい方が良い。一方、第５図ｂにおいて考？
てみると信号成分及び雑音成分はそれぞれとなり、この
場合の比ＲａｔｉＯ″は ここで前述したように抵抗Ｒ１は Ａｔ１− ＼αｌ１１ノ 工ｔ一 であることに留意して、どちらの比が大きいか調べると
、ところて磁気ヘッドは抵抗性の損失を現実には持つて
おり、磁気ヘッドのインダクタンスＬＨと容量ＣＨとの
共振系のインピーダンスムはその絶対値１ムｌは通常、
」一ーＩ ノ〜Ｖンー１−′１１７■であり、また
増幅器Ａの増幅度の絶対値ａはａく＋１である（実際上
、ａ＝１０〜１００唯である）から、Ｒ１＝（ａ＋１）
ＲＯ〈１ＺｓＩとなるので、上式の第２項において、共
振系のインピーダンス△は、共振周波数Ｆｒてあるから
、であつて、 従つて、増幅器Ａの増幅度ａは３よりもずつと大きいか
ら、即ち、第５図ｂの回路の方が、第５図ａの回路より
も、雑音が減少されている。
てみると信号成分及び雑音成分はそれぞれとなり、この
場合の比ＲａｔｉＯ″は ここで前述したように抵抗Ｒ１は Ａｔ１− ＼αｌ１１ノ 工ｔ一 であることに留意して、どちらの比が大きいか調べると
、ところて磁気ヘッドは抵抗性の損失を現実には持つて
おり、磁気ヘッドのインダクタンスＬＨと容量ＣＨとの
共振系のインピーダンスムはその絶対値１ムｌは通常、
」一ーＩ ノ〜Ｖンー１−′１１７■であり、また
増幅器Ａの増幅度の絶対値ａはａく＋１である（実際上
、ａ＝１０〜１００唯である）から、Ｒ１＝（ａ＋１）
ＲＯ〈１ＺｓＩとなるので、上式の第２項において、共
振系のインピーダンス△は、共振周波数Ｆｒてあるから
、であつて、 従つて、増幅器Ａの増幅度ａは３よりもずつと大きいか
ら、即ち、第５図ｂの回路の方が、第５図ａの回路より
も、雑音が減少されている。
よつて第３図ａの回路は、第１図ｂの回路よりも周波数
Ｆｒ近辺の雑音を軽減している。そのようすは再び第２
図ｂにおいて、第１図の前置増幅器を使用すれば、曲線
３の如くであつたものが、第３図ａの前置増幅器を採用
することによつて曲線５のように、特に周波数Ｆｒ近辺
のノイズ出力を減少させることができる。そしてりミッ
ター回路で処理した後において、第２図ｃの曲線６の如
く、信号周波数Ｆｓの上側波側及び下側波側でのノイズ
出力の極大値を減少せしめており、ＦＭ復調した後の信
号のＳ／Ｎ比が良くなることが判る。次に第３図ｂの実
施例について説明する。
Ｆｒ近辺の雑音を軽減している。そのようすは再び第２
図ｂにおいて、第１図の前置増幅器を使用すれば、曲線
３の如くであつたものが、第３図ａの前置増幅器を採用
することによつて曲線５のように、特に周波数Ｆｒ近辺
のノイズ出力を減少させることができる。そしてりミッ
ター回路で処理した後において、第２図ｃの曲線６の如
く、信号周波数Ｆｓの上側波側及び下側波側でのノイズ
出力の極大値を減少せしめており、ＦＭ復調した後の信
号のＳ／Ｎ比が良くなることが判る。次に第３図ｂの実
施例について説明する。
ノイズを軽減する手法は第３図ａと同じであるが、増幅
器Ａの初段増幅素子に与える直流バイアス電圧を抵抗Ｒ
１を介して増幅器Ａの出力から負帰還させている。
器Ａの初段増幅素子に与える直流バイアス電圧を抵抗Ｒ
１を介して増幅器Ａの出力から負帰還させている。
一般に増幅器Ａにおいては、ある一定の直流電圧を抵抗
を分圧して直流バイアス電圧を作成し、７初段増幅素子
に供給する。
を分圧して直流バイアス電圧を作成し、７初段増幅素子
に供給する。
しかしこのバイアス電圧を作成する抵抗も、やはり雑音
を発生してしまう。これを取り除くために交流成分と同
時にバイアス電圧をも増幅器Ａの出力端子から負帰還で
供給すると、前述のダンピング抵抗ＲＯの雑音を軽減す
る手法と相乗効果を発揮し、効果的てある。
を発生してしまう。これを取り除くために交流成分と同
時にバイアス電圧をも増幅器Ａの出力端子から負帰還で
供給すると、前述のダンピング抵抗ＲＯの雑音を軽減す
る手法と相乗効果を発揮し、効果的てある。
さらに、第３図ｃの実施例も、増幅器Ａの初段増幅素子
の直流バイアス電圧の供給方法に関係している。磁気ヘ
ッドは直流電圧に対し、導通状態門であることに着目し
て、直流電圧源Ｅ。Ｏを抵抗ＲＢｌ＋ＲＢ２で電圧分割
し、容量ＣＢにより交流成分を接地ヘバイパレス、安定
な直流電圧を作成して、この分圧された電圧を磁気ヘッ
ドと介して増幅器Ａへ供給している。この構成によれば
一般のノ増幅器のようなバイアス電圧中の雑音を除去で
き、磁気ヘッド自身の発生する雑音と増幅器ＡのＮＦが
検討すべき残された事項となる。別の実施例第４図Ａ，
ｂは負帰還に用いる抵抗器の持つ浮遊容量による悪影響
を除こうとする構成てある。
の直流バイアス電圧の供給方法に関係している。磁気ヘ
ッドは直流電圧に対し、導通状態門であることに着目し
て、直流電圧源Ｅ。Ｏを抵抗ＲＢｌ＋ＲＢ２で電圧分割
し、容量ＣＢにより交流成分を接地ヘバイパレス、安定
な直流電圧を作成して、この分圧された電圧を磁気ヘッ
ドと介して増幅器Ａへ供給している。この構成によれば
一般のノ増幅器のようなバイアス電圧中の雑音を除去で
き、磁気ヘッド自身の発生する雑音と増幅器ＡのＮＦが
検討すべき残された事項となる。別の実施例第４図Ａ，
ｂは負帰還に用いる抵抗器の持つ浮遊容量による悪影響
を除こうとする構成てある。
前述の第３図ａの実施例の場合の抵抗Ｒ１は、その２つ
の端子の間に浮遊容量を持つている。この浮遊容量はい
わゆるミラー効果によつて、容量ＣＨに並列に等価的に
挿入されるために、所望の共振周波数Ｆｒご得るための
容量ＣＨの値が小さくなり、極端な場合、負にしなくて
はいけない問題が起りうる。この原因は第一に、増幅器
Ａの増幅度ａが目的の関係上非常に大きいことにあり、
第二に使用する抵抗器自体が浮遊容量を多く持つていて
起ることもある。それは、抵抗器の形状が不都合な場合
、あるいは可変抵抗器であるために固定抵抗器よりも浮
遊容量の多い場合に問題となる。そこで、第４図ａの実
施例においては、増幅器Ａの出力を抵抗Ｒｌ，Ｒ４で電
圧分割し、この分圧された出力電圧を抵抗Ｒ２を介して
負帰還をかけている。この場合の負帰還に寄与する等価
的な増幅度はである。
の端子の間に浮遊容量を持つている。この浮遊容量はい
わゆるミラー効果によつて、容量ＣＨに並列に等価的に
挿入されるために、所望の共振周波数Ｆｒご得るための
容量ＣＨの値が小さくなり、極端な場合、負にしなくて
はいけない問題が起りうる。この原因は第一に、増幅器
Ａの増幅度ａが目的の関係上非常に大きいことにあり、
第二に使用する抵抗器自体が浮遊容量を多く持つていて
起ることもある。それは、抵抗器の形状が不都合な場合
、あるいは可変抵抗器であるために固定抵抗器よりも浮
遊容量の多い場合に問題となる。そこで、第４図ａの実
施例においては、増幅器Ａの出力を抵抗Ｒｌ，Ｒ４で電
圧分割し、この分圧された出力電圧を抵抗Ｒ２を介して
負帰還をかけている。この場合の負帰還に寄与する等価
的な増幅度はである。
したがつてミラー容量は、であつたものが、
となつて、減少させることができる。
ちなみに抵抗Ｒ３、抵抗Ｒ４、及び増幅器Ａの出力イン
ピーダンスの値は小さいために、これらの有する浮遊容
量は問題とはならない。第４図ｂの実施例では、前記抵
抗Ｒ３，Ｒ４に代つて、可変抵抗ＲＶＡ８．が使用され
ている。
ピーダンスの値は小さいために、これらの有する浮遊容
量は問題とはならない。第４図ｂの実施例では、前記抵
抗Ｒ３，Ｒ４に代つて、可変抵抗ＲＶＡ８．が使用され
ている。
負帰還抵抗を可変したい応用に特に好適な構成である。
負帰還用の抵抗Ｒ５として固定抵抗器を用い、増幅器Ａ
の出力電圧を可変抵抗ＲＶＡＲ．で電圧分割する。この
ようにすると、浮遊容量Ｃｓ″の少ない固定抵抗器を使
用でき、同時に可変抵抗器による分圧比を可変して、等
価的なダンピング抵抗を可変できる。実際の応用に際し
て、固路設計及び部品の配置設計が非常に楽になり、製
造上大きな利点となる。
負帰還用の抵抗Ｒ５として固定抵抗器を用い、増幅器Ａ
の出力電圧を可変抵抗ＲＶＡＲ．で電圧分割する。この
ようにすると、浮遊容量Ｃｓ″の少ない固定抵抗器を使
用でき、同時に可変抵抗器による分圧比を可変して、等
価的なダンピング抵抗を可変できる。実際の応用に際し
て、固路設計及び部品の配置設計が非常に楽になり、製
造上大きな利点となる。
以上述べたように、本発明を利用すれば、近年磁気記録
再生装置の高密度化に伴うＳ／Ｎ比劣化の問題を効果的
に解決でき、利用効果の大きいものである。
再生装置の高密度化に伴うＳ／Ｎ比劣化の問題を効果的
に解決でき、利用効果の大きいものである。
第１図ａは従来の前置増幅器の接続関係を示す電気的結
線図、ｂは同等価回路図、第２図Ａ，ｂ，ｃはそれぞれ
動作説明のための図、第３図Ａ，ｂ，ｃおよび第４図Ａ
，ｂはそれぞれ本発明の実施例を示す結線図、第５図ａ
は第１図ｂの等ｌ価回路図、ｂは第３図ａの等価回路図
である。
線図、ｂは同等価回路図、第２図Ａ，ｂ，ｃはそれぞれ
動作説明のための図、第３図Ａ，ｂ，ｃおよび第４図Ａ
，ｂはそれぞれ本発明の実施例を示す結線図、第５図ａ
は第１図ｂの等ｌ価回路図、ｂは第３図ａの等価回路図
である。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ トランスデューサーのインダクタンスと分布容量又
はコンデンサーとが共振系を構成している信号源の信号
を増幅する前置増幅器において、前記共振系のダンピン
グ抵抗として、負帰還抵抗を用いることにより等価的な
雑音発生量を減少せしめることを特徴とする前置増幅器
。 ２ 前置増幅器の交流出力を分圧し、その分圧された交
流出力を負帰還抵抗を介して、前記前置増幅器の入力側
に供給することを特徴とする特許請求の範囲第１項に記
載の前置増幅器。 ３ 分圧比を可変調整可能に構成し、その調整により、
等価的な負帰還抵抗の値を可変となさしめることを特徴
とする特許請求の範囲第２項に記載の前置増幅器。 ４ 前置増幅器の出力の直流成分をその出力の交流成分
と共に負帰還抵抗を介して、前記増幅器の入力側へ供給
することにより、直流バイアス電圧を与えることを特徴
とする特許請求の範囲第１項に記載の前置増幅器。 ５ トランスデューサーを介して、安定な直流バイアス
電圧を前置増幅器に供給することを特徴とする特許請求
の範囲第１項に記載の前置増幅器。 ６ トランスデューサーは磁気ヘッドであり、その磁気
ヘッドより得られる出力は周波数変調された映像信号で
あり、かつ、周波数変調波の周波数偏位の中心周波数が
共振系の共振周波数より低く設定されていることを特徴
とする特許請求の範囲第１項に記載の前置増幅器。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP52032453A JPS6042646B2 (ja) | 1977-03-23 | 1977-03-23 | 前置増幅器 |
| US05/885,513 US4240038A (en) | 1977-03-23 | 1978-03-13 | Preamplifier |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP52032453A JPS6042646B2 (ja) | 1977-03-23 | 1977-03-23 | 前置増幅器 |
Related Child Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62254204A Division JPS63276905A (ja) | 1987-10-08 | 1987-10-08 | 前置増幅器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS53117358A JPS53117358A (en) | 1978-10-13 |
| JPS6042646B2 true JPS6042646B2 (ja) | 1985-09-24 |
Family
ID=12359377
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP52032453A Expired JPS6042646B2 (ja) | 1977-03-23 | 1977-03-23 | 前置増幅器 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4240038A (ja) |
| JP (1) | JPS6042646B2 (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE3638146A1 (de) * | 1986-11-08 | 1988-06-23 | Standard Elektrik Lorenz Ag | Video-wiedergabegeraet mit wenigstens einem video-kopfverstaerker |
| DE4211734C1 (ja) * | 1992-04-07 | 1993-08-12 | Grundig E.M.V. Elektro-Mechanische Versuchsanstalt Max Grundig Hollaend. Stiftung & Co Kg, 8510 Fuerth, De | |
| US20070207754A1 (en) * | 2006-03-02 | 2007-09-06 | Shintaro Gomi | Variable inductance LC resonant circuit and radio receiver using the same |
Family Cites Families (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US1709360A (en) * | 1926-03-27 | 1929-04-16 | Siemens Ag | Amplifier |
| US1941385A (en) * | 1929-10-12 | 1933-12-26 | Bowles Edward Lindley | Acoustic system |
| US2319663A (en) * | 1937-05-08 | 1943-05-18 | Philco Radio & Television Corp | Volume control circuits |
| DE1067485B (de) * | 1956-12-15 | 1959-10-22 | Radiofabrik Ingelen Porzellanf | Hochfrequenzverstaerker mit Transistoren |
| US3243511A (en) * | 1962-10-01 | 1966-03-29 | Douglas Aircraft Co Inc | Amplifier circuit |
| DE1512885B2 (de) * | 1966-04-14 | 1976-05-20 | Nippon Telegraph & Telephone Public Corp.; Nippon Electric Co., Ltd.; Hitachi Ltd.; Oki Electric Industry Co., Ltd.; Tokio; Fujitsu Ltd., Kawasaki, Kanagawa; (Japan) | Schaltungsanordnung fuer fernsprechvermittlungsanlagen mit indirekter steuerung |
| US3513267A (en) * | 1966-05-16 | 1970-05-19 | Ampex | Low input impedance playback preamplifier for swamping out head resonance in a video tape reproducing system |
| JPS6012683B2 (ja) * | 1977-03-11 | 1985-04-03 | 株式会社日立製作所 | 映像信号再生回路 |
-
1977
- 1977-03-23 JP JP52032453A patent/JPS6042646B2/ja not_active Expired
-
1978
- 1978-03-13 US US05/885,513 patent/US4240038A/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS53117358A (en) | 1978-10-13 |
| US4240038A (en) | 1980-12-16 |
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