JPS6046621A - 信号補間回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は信号補間回路に係り、特にパルス状のノイズ又
は短時間の信号の欠落にＪ：るノイズ等を含む信号に対
して、ノイズの発生している期間の信号部分を別の信号
により補間する回路に関する。

従来技術 第１図は従来の信号補間回路の一例の回路系統図を示す
。同図中、入力端≠１に入来しＩｓ人ノ〕信号は入力ア
ンプ２により低インピーダンスで出ノｊされて同じく低
インピーダンスのスイッチ回路３に′１〕（給される。

スイッチ回路３は入力端子４より、のスイッチング信号
によりスイッチング制御される電子回路で、通常はオン
状態にある常閉のスイッチ回路である。このスイッチ回
路３を通過した入力信号は出力アンプ５により増幅され
た後、出力端子７へ出力される。この際、スイッチ回路
３の出力端と出力アンプ５の入力端子との間に一端が接
続されているホールド・コンデンサ６は人なる負荷とは
ならず、入力信号は事実上そのまま出力されていること
になる。

かかる従来の信号補間回路において、入力端子１に第２
図（Ａ）に示す如きノイズ８を含む信号が入来したもの
とすると、このノイズ８の重畳期間に等しい期間ローレ
ベルである第２図（Ｂ）に示す如きパルスが入力端子４
を介してスイッチ回路３に印加され、そのローレベル期
間でスイッチ回路３をオフ（開成）とする。その結果、
ボールド・コンデンサ６にはスイッチ回路３より信号電
流が流れ込まなくなり、また出力アンプ５は入力インピ
ーダンスが十分高く設定されていることから、コンデン
サ６の端子電圧は第２図（Ｂ）に示したパルスがハイレ
ベルからローレベルに立下った時点の電圧が、パルスの
ローレベル期間保持されることになる。これにより、出
ノｊ端子７には第２図（Ｃ）に示す如く、入力信号のノ
イズ８の部分がそのノイズ入力直前の信号電圧に保持さ
れＩＣ電圧保持部分９により補間されＩＣ信号波形の出
力信号が取り出される。これにより、入ツノ信号に含ま
れていたノイズ８は出力端子７には伝達されず、ノイズ
の低減を行なうことができる。

この従来回路は、ノイズ入力直前の信号電圧を保持する
（所謂前値ホールド）ことによりノイズを低減する回路
であり、例えばヘリカルスキャンＶＴＲの回転ヘッドに
より、音声信号で周波数変調して得られたＦＭ音声信号
を磁気テープに記録再生させ、高品位の再生音声を得る
システムにおいて、回転ヘッドの再生信号出力切換時点
で発生するノイズを低減する目的で使用され、簡単に実
現でき、しかもかなりの妨害除去効果をもっている。

しかし、この前値ホールドによる従来回路は信号電圧を
保持した部分に原信号波形との誤差による三角状のノイ
ズが発生し、この誤差は出力信号が第３図（Ａ）に示す
如く比較的低周波数の場合は同図（Ｂ）に示す如く比較
的小なるノイズを発生させるにすぎないが、出力信号が
同図（Ｃ）に示す如く比較的高周波数の場合は同図（Ｄ
）に示す如く大なるノイズを発生させてしまう。

このように、前値ホールドによる従来回路は、出力信号
（入）Ｊ信号）の周波数が高いほどくより正確には前値
ホールドを行なっている時の信号のスルーレ−１−が高
いほど）、ノイズの無い原信号波形と出力信号波形との
誤差が大となるという欠点があった。

そこで、従来、この欠点を除去するＩＣめに第４図に示
づ如き所謂傾斜ホールド方式による信号補間回路が提案
された。第４図中、第１図と同一構成部分には同一符号
を付し、その説明を省略する。

第４図において、入力端子１より入来した第５図（Ａ）
に示す如きパルス状ノイズ２０を有する入力信号は、傾
斜予測回路１０に供給され、ここで補間に必要な傾斜を
予測されて同図（Ｃ）に示ず如ぎ波形の信号に変換され
る。

傾斜予測回路１０は入力端子１よりの入力信号を演専増
幅器１１によるボルテージフォロワによリゲインＯｄＢ
の非反転増幅をした後、コンデンサＣ１及び抵抗Ｒ１よ
りなる第１の微分回路を通してコンデンサＣ２及び抵抗
Ｒ２よりなる第２の微分回路に供給し、第１．第２の微
分回路の両川力信号を抵抗Ｒ３、Ｒ４を通して混合して
出力覆る構成とされている。ここで、上記第１−０′）
微分回路は第６図（Ａ）に実線ＩＬで示す如きレベル（
振幅）対周波数特性と、破線Ｉｐで示す如き位相対周波
数特性とを夫々有しており、信号帯域Ｗでは位相は９０
°である。一方、第１及び第２の微分回路を夫々縦続接
続してなる２次微分回路は、レベル対周波数特性が第６
図（Ｂ）に実線ＩＩＬで示され、位相対周波数特性が同
図（Ｂ）に破線Ｉ［ｐで示され、信号帯域Ｗ内では位相
は１８０°である。

途って、第４図のコンデンサＣ＋　、Ｃ２、抵抗Ｒ＋　
、Ｒ３の接続点■のレベル対周波数特性及び位相対周波
数特性は第６図＜Ａ）にＩＬ、Ｉρで示され、かつ、コ
ンデンサＣ２，抵抗Ｒ２及びＲ４の接続点■のレベル対
周波数特性及び位イ［１対周波数特性は同図（Ｂ）にＩ
ＩＬ、ＩＩＰで示されるから、抵抗Ｒ３、Ｒ４の接続点
◎のレベル対周波数特性は第６図（Ｃ＞に実線■しで示
す如く、上記特性ＩＬとＩＩＬとの合成特性となり、ま
た◎点の位相対周波数特性は同図（Ｃ）に破線Ｉｍｐで
示す如く、上記特性工ｐと■ρとの合成特性となる。

かかる特性■し及びＩ［［ｐを有する傾斜予測回路１０
は、入力信号周波数が補間しなければならない時間（す
なわち、入力端子４に入来する第５図（Ｂ）に示すホー
ルドパルスのローレベル期間）に比較して低い場合は一
次微分値が優勢であり、ホールド開始点が持つ傾斜（信
号の一次微分）を補間期間延長する形となり、周波数が
高くなるにつれ、二次微分値のレベルが上がってくるの
で、更にホールド開始点の傾斜が減少しつつあるのか増
加しつつあるのかを示す二次微分値を加味した傾斜予測
が行なわれることとなる。

このようにして、傾斜予測回路１０より取り出された第
５図（Ｃ）に示す如き波形の信号は、第４図の演算増幅
器１２．抵抗Ｒ５及びＲ６よりなる非反転増幅回路を通
してスイッチ回路１３に供給される。スイッチ回路１３
はスイッチ回路３と同様に、入力端子４よりのスイッチ
ング信号によりスイッチング制御され、通常はオン状態
にある常閉のスイッチ回路である。スイッチ回路１３の
出力信号はホールド・コンデンサ１４−に供給される一
方、演算増幅器１５による高大ノｊインピーダンス、低
出力インピーダンスのゲインＯＪ３の非反転増幅器（ボ
ルテージフォロワ）を通して電圧−電流変換回路１６に
供給される。

ここで、入力端子４には入力信号のノイズ２゜の重畳！
Ｉｌ１間に対応した期間ローレベルである第５図（８）
に示す如きパルスが入来覆るので、この期間スイッチ回
路３及び１３は夫々オフ（開成）状態とされ、これによ
りコンデンサ６，１４にはスイッチ回路３及び１３がオ
フとなる直前の電圧が保持される。従って、コンデンサ
１４のｇｉ；予電圧は第５図（Ｄ）に示す如く、ノイズ
２ｏの重畳期間に電圧保持部分２１を有する波形となる
。この端子電圧はボルテージフォロワ１５を通して電圧
−電流変換回路１６に供給され、ここで電圧−電流変換
されて上記電圧保持部分２つのレベルに比例した電流と
なる。

電圧−電流変換回路１６は第４図に示す如く、抵抗Ｒ７
、Ｒｓ　、ＲＩＧ及び演算増幅器１７よりなる非反転増
幅器の出力端子が、抵抗Ｒｓとδｊ算増幅器１８による
ボルテージフォロワと抵抗Ｒ８とを夫々直列に介して演
算増幅器１７の非反転入力端子に接続された構成とされ
ており、また抵抗Ｒ７〜Ｒ１０の各抵抗値は夫々同一の
値に選定されている。これにより、演算増幅器１７の非
反転入力端子に抵抗Ｒ７を介して入来づ−るホールド・
コンデンサ１４の端子電圧ＶＩＮは、抵抗Ｒｓ及びＲＬ
を夫々介して出力電流１ｏ（＝Ｖ　［Ｎ　／Ｒｓ　）に
変換されてホールド・コンデンサ６の非接地側端に供給
される。

ここで入力アンプ２の出力インピーダンス及びスイッチ
回路３のオン時のインピーダンスは夫々充分低い値に設
定されているので、第５図（Ｂ）に示したスイッチング
パルスがスイッチ回路３をＡノさせていない限り、電圧
−電流変換回路１６の出力電流１ｏはホールド・コンデ
ンサ６には流れ込まず、スイッチ回路３を通り入力アン
プ２の出力段側に流れてしまう。他方、スイッチ回路３
がオフ状態とされ、ホールド・コンデンサ６が入力アン
プ２から切り離された状態では、−上記の出力電流１０
は第５図（Ｅ）に示すようにボールド・コンデンサ６に
流れることになる。この結果、スイッチ回路３がオフ状
態であるノイズ２ｏＯ）重畳期間に対応した期間では、
ボールド・コンデンサ６の端子電圧は第１図に示す従来
回路では第５図（Ｆ）に破線２２で示す如き電圧保持部
分が生ずるのに対し、第４図に示す従来回路では電流に
よる補正が行なわれて同図（［）に実線２３て示Ｊ如き
電圧が得られる。なお、第４図に示ず従来回路°の電流
による補正は、ボールド・コンデンサ６の電圧保持期間
中に、第５図（Ｅ）に示づ負極性の電流が流れ込むこと
により、ホールド・コンデンサ６の充電電荷を放電させ
ることによって行なわれることとなる。

この第４図に示す従来回路は、傾斜予測回路１０の設計
が適正に行なわれている限り、前記した前値ホールド方
式の従来回路に比較して格段のノイズ低減効果を得るこ
とができ、ノイズが無い原信号波形との誤差は極めて小
となる。

発明が解決しようとする問題点 しかるに、第４図に示す従来回路は、傾斜予測回路１０
がＣＲによる微分回路をベースにした単純な回路構成を
とれるが、他の部分の回路が複雑で、回路規模が単純な
前値ホールド方式と比較してかなり大きなものとなり、
コストも高いという問題点かあつ７ｊ　。

そこで、本発明は傾斜予測回路の微分回路に低周波数で
ゲインが一定となるような時定数をもたぜ、傾斜予測回
路の出力電圧が低周波数でホールド・コンデンサ端子電
圧と同じになるようゲイン設定をすることにより、上記
の問題点を解決した信号補間回路を提供することを目的
とする。

問題点を解決するための手段 本発明は、傾斜予測回路を、その入力信号の最高周波数
をｆｍとしたとき１／（２πｆｍ）よりも大なる時定数
Ｔ１をもち、１／く２π工１）よりし充分低い周波数に
てゲインが略一定となる第１の微分回路と、該第１の微
分回路の出力信号が供給される第２の微分回路と、該第
１及び第２の微分回路の各出力信号の合成信号が供給ざ
−れ該傾斜予測回路の出力電圧がボールド・コンデンサ
の端子電圧と、略同じになるようなゲインに設定された
増幅器とより構成し、該電圧−電流変換回路をインピー
ダンス素子で構成したものであり、以下その一実施例に
ついて第７図乃至第９図と共に３１明する。

実施例 第７図は本発明回路の一実施例の回路図を示す。

同図中、第１図と同一構成部分には同一符号を付しであ
る。入力端子１に入来した第８図＜Ａ）に示す入力信号
ａ中には、パルス状のノイズあるいは短時間の信号の欠
落によるノイズ２７が含まれている。このノイズ２７の
発生期間に対応した期間ローレベルである第８図（Ｂ）
に示すスイッチング信号すは、入力信号ａから公知の方
法によって生成され、入力端子４を介してスイッチ回路
３に供給される。入力アンプ２より取り出された入力信
号は、第１図と共に説明したように、スイッチング信号
すのハイレベル期間はスイッチ回路３を通過してホール
ド・コンデンサ６に供給される一方、出力アンプ５を通
して出力端子７へ出力される。ここで、入力アンプ２の
出力インピーダンスとスイッチ回路３のオン１１のイン
ピーダンスは共に充分に低く設定されているため、ホー
ルド・コンデンサ６は大ぎな負荷とならず、スイッチン
グ信号すが立下る時点の直前までは入力信号ａが略その
まま出力端子７へ出力されていることは、前記した通り
である。

しかして、出力アンプ５の出力信号は、本実施例では傾
斜予測回路２５に供給される。この傾斜予測回路２５は
、入力アンプ２．スイッチ回路３゜出力アンプ５及びホ
ールド・コンデンサ６よりなるサンプルボールド回路に
おいて、スイッチング信号すがローレベルとなり、スイ
ッチ回路３をオフ状態とさせて行なわれる保持動作期間
内に、どのような傾斜で補ｊＪシてやれば保持動作を終
えた時に入力信号とうまくつながるかの信号を出力づる
回路である。この傾斜予測回路２５は出力アンプ５の出
力端に入力端が接続されている抵抗Ｒ１１゜Ｒ１２及び
コンデンサＣ３よりなる第１の微分回路と、この第１の
微分回路の出力信号が供給されるコンデンサＣ４及び抵
抗Ｒ１３よりなる第２の微分回路と、これら２つの微分
回路の両川力信号を混合するための抵抗Ｒ１４，Ｒ１５
と、これらの抵抗Ｒ１４及びＲ＋ｓの共通接続点が非反
転入力端子に接続されている演算増幅器２６．その帰還
抵抗Ｒ１７゜及び反転入力端子と接地間に接続されてい
る抵抗Ｒ１６よりなる非反転増幅回路とより（７？ｉ成
されている。

上記の第１の微分回路は、抵抗Ｒｕ及びコンデンサＣ３
が夫々並列接続され、その並列回路の一端は出力アンプ
５の出力端に接続され、他端は抵抗Ｒ１２を介して接地
される一方、抵抗Ｒ１４，コンデンサＣ４の各一端に夫
々接続されている。この第１の微分回路は、抵抗Ｒ１１
，ＲＩ２．及びコンデンサＣ３の各値を夫々Ｒｎ　、Ｒ
１２、Ｃ３で表わすものとＪると、次式で表わされる２
つの時定数Ｔ１及びＴ２を有する。

Ｔ＋　＝Ｒｕ　−Ｃ３（１） Ｔ２　＝Ｃ３・（Ｒ１１・ＲＩ２　）　／　（Ｒ１１＋
ＲＩ２　）−＝−Ｒ１２・Ｃ３（２） （ただし、Ｒ１＋＞＞ＲＩ２） そして第１の微分回路はレベル対周波数特性が第９図（
Ａ）に実線ＩＶ　Ｌで示す如くになり、位相対周波数特
性は同図（Ｂ）に破線ＩＶｐで示す如く入力信号帯域Ｗ
内では周波数が高くなるに従って漸次Ｏ°から９０°へ
近づくような特性とされる。

時定数Ｔ２は高域で無限にゲインを上げることができな
いことから、高域のゲインをこの時定数以上の周波数で
ゲインを一定にするだめの時定数であり、第６図（Ａ）
に示した従来の微分回路のレベル対周波数特性工り中に
も有る時定数であり、また当然のことながら、時定数Ｔ
２は入力信号の最高周波ｖｌｆｍよりも充分高い周波数
に設定する。

これに対し、時定数Ｔ　’＋　は本実施例特有の時定数
で、特性ＩＶ　Ｌからもわかるように、１／（２π１ｍ
）よりも人なる時定数で、１／（２πＴ＋　）よりも充
分（例えば数倍程瓜以上）低い周波数にてゲインを略一
定とするための時定数である。

この第１の微分回路とコンデンサＣ−４及び抵抗Ｒ＋ａ
よりなる第２の微分回路とが縦続接続されてなる回路、
すなわちコンデンサＣ４、抵抗Ｒ＋ａ及びＲ＋ｓの共通
接続点■におりるレベル対周波数特性は第９図（［３）
に実線ＶＬで示す如くになり、位相対周波数特性は同図
（Ｂ）に破線Ｖｐで示り如くになり、傾斜予測回路２５
の入力信号（第８図（Ｃ）にＣで示す）の２次微分値が
取り出される。

抵抗Ｒｕ　、　ＲＩ２　、　Ｒ１４、コンデンサＣ３及
びＣ−ａの共通接続点■に生ずる第１の微分回路の出力
信号は抵抗Ｒ１４を介して、抵抗Ｒ＋ｓよりの接続点■
に生ずる第２の微分回路の出力信号と加算混合された後
、演算増幅器２６の非反転入力端子に供給される。なお
、抵抗ＲＩ４．Ｒ１５の値は前記した微分動作に悪影響
を与えない充分高い値に選定されている。演算増幅器２
６．抵抗Ｒ１６及びＲ１７にりなる非反転増幅回路のゲ
インは、抵抗Ｒ１６゜Ｒ１７の各抵抗値をＲ１６，Ｒ１
７で表わすものとすると、（Ｒ＋ン→−Ｒ１６）　／　
Ｒ１６で決定されるが、本実施例ではこのゲインの値は
前記した周波数１／（２πＴ＋　）よりも充分低い周波
数帯の入力信号に対するホールド・コンデンサ６の端子
電圧と略同−値となるように設定されている。

これにより、演算増幅器２６の出力端子にお（プる電圧
、すなわち傾斜予測回路２５全体のレベル対周波数特性
は第９図（Ｃ）に実線ＶＩ　Ｌで示す如く、前記の１／
（２πＴ＋）なる周波数Ｊ：りも周波数が低くなるほど
Ｏ」に近付く特性を示し、またその位相対周波数特性は
同図（Ｃ）に破線ＶＩｐで示す如くになる。この特性Ｖ
Ｉｐは従来の信号補間回路内の傾斜予測回路１０の第６
図（Ｃ）に示した位相対周波数特性Ｉ［１ｐと比較する
と明らかなにうに、低周波数において正しい補間に必要
な位相である９０°よりも大幅に小である。また特性Ｖ
ＩＬはスルーレートが低いく単位時間当りの傾斜が小で
ある）低周波数帯において、従来回路の特性１［［Ｌの
如＜ＯＪ以下とはならないから、必要以上の補間傾斜を
与えてしまう特性を示している。

この結果、傾斜予測回路２５の入）ｊ電圧が第８図（Ｃ
）、（Ｄ）にＣで示ず如き電圧で−あった場合は、演算
増幅器２６より同図（Ｄ）に実線ｄで示す如き波形の傾
斜予測電圧ｄが取り出され、補間が行なわれるスイッチ
ング信号すのローレベル期間には予測傾斜を示す電圧２
８が取り出される。

しかしながら、傾斜予測電圧ｄは抵抗ＲＬ＋　によって
電圧−電流変換された後ホールド・コンデンサ６の非接
地側端子に供給されるが、ホールド・コンデンサ６の非
接地側端子におけるレベル対周波数特性及び位相対周波
数特性は、夫々第９図（′Ｄ）にＶ■Ｌ及びＶＩ［ｐで
示す如く平坦な特性を示し、また実際に抵抗ＲＬＩに流
れる電流は傾斜予測電圧ｄとホールド・コンデンサ６の
端子電圧との差の電圧と抵抗ＲＬＩの抵抗値との比であ
るから、結局、抵抗ＲＬＩを流れる電流のレベル対周波
数特性及び位相対周波数特性は第９図（Ｆ）に示す如く
、前記特性ＶＩ　ＬとＷＬとの差の特性■Ｌど、特性Ｖ
ＩＰとＶｎｐとの差の特性■Ｐを示す。

このレベル対周波数特性■Ｌと位相対周波数特性■Ｐと
は夫々従来の傾斜予測回路１０の第６図（Ｃ）に示した
特性１［［Ｌ、Ｉ［ＩＰと同様の特性を示している。こ
のことばすなわち、本実施例によれば、傾斜予測回路１
０は前記の低周波数帯において、その出力電流を単純な
定電流化抵抗ＲＬＩを通してホールド・コンデンサ６に
流そうとしたとき、理想的な状態となるようにするため
、その出力電圧及び位相を予め第１の微分回路の時定数
Ｔ１で補正している構成となっており、その出力傾斜予
測電圧ｄとボールド・コンデンサ６の端子電圧との差の
電圧が入力電圧Ｃの傾斜に比例したものとなる。なお、
ボールド・コンデンサ６の端子電圧は、出力アンプ５が
ゲインＯｄＢのアンプだから略同−レベルで出力端子７
へ出力され、また傾斜予測回路２５に供給される。

このようにして、抵抗ＲＬＩには第８図（Ｅ）に示す如
き波形の電流ｅが流れる。この電流ｅは電圧ｄとＯどの
差の電圧をＲＬＩの値で除して得られた値であるから、
第８図（Ｄ）に示した傾斜予測電圧ｄより位相が進むこ
とが第８図（Ｄ）。

（Ｅ）よりわかる。この出力電流ｅは前記したように、
スイッチ回路３がオンのときに、は入力アンプ２の出力
段側に流れ、ボールド・コンデンッナ６の端子電圧に影
響を与えないのに対し、スイッチ回路３がオフのときに
はオフになった瞬間からホールド・コンデンサ６に流れ
始め、その端子電圧に影響を与える。従って、ホールド
・コンデンサ６には抵抗ＲＬＩより第８図（Ｆ、　）に
示す如くに電流が流れる。

ボールド・コンデレザ６アンプアンブ５→傾斜予測回路
２５→抵抗ＲＬＩ→ホールド・コンデンサ′−６よりな
る一巡のループ内をホールド・コンデンサ６の端子電圧
が通るが、このループの中で不可避的に発生ずる遅延（
例えばμＳオーダー）により、ホールド・コンデンサ６
に電流［が流れ始める瞬間の傾斜予測は、スイッチング
信号（ホールドパルス）わが立下る直前の信号Ｃの傾斜
に基づいて行なわれたものである。従って、第８図（Ｃ
）に２９で示づ−ように出力電圧Ｃ中の補間が始まった
時点の傾斜は、補間の直前の電圧Ｃ（すなわち入力信号
ａ）の傾斜に近いものとなる。

補間が開始されると、前記したループが持つ遅延により
、補間後の信号Ｃを入力された傾斜予測回路２５は、そ
れを基に次の傾斜を予測することとなる。−以下、上記
の動作が繰り返されることにより、スイッチング信号す
がローレベルであるノイズ発生期間の出力電圧Ｃの傾斜
は、ノイズ発生期間がループの持つ遅延時間に比較して
極めて長くない限り、略一定の傾斜である、第８図（Ｃ
）に示ず如ぎ電圧Ｃが、傾斜の値自体を保持するサンプ
ルホールド回路なしに得られる。

このようにして、出力端子７にはノイズ発生期間の信号
補間により、入力信号ａからノイズ２７を除去したとき
の波形に極めて近似した第８図（Ｃ）に示す如ぎ波形の
出力信号（電圧）Ｃが取り出される。

応用例 なお、本発明は上記の実施例に限定されるものではなく
、例えば傾斜予測回路２５の入ノｊ信号は入力端子１の
入力信号ａとすることもできる。ただし、この場合は傾
斜予測回路２５の出力側に第２のサンプルホールド回路
を設りる必−要があるが、この場合でも電圧−電流変換
回路の構成を定電流化抵抗ＲＬＩのみで構成することが
できるから、第４図に示した従来回路に比し、簡単な回
路構成とすることができる。

効果 上述の如く、本発明によれば、傾斜予測回路内の一次微
分回路に低周波数でゲインが略一定となるような時定数
Ｔ１を持たせると共に、傾斜予測回路の出力電圧が低周
波数でホールド・コンデンサ力端子電圧と略同じになる
ようにゲイン設定をすることにより、傾斜予測回路の出
力電圧を電圧−電流変換してホールド・コンデンサへ理
想的な補間を行なうための電流を出力する電圧−電流変
換回路を、単純な一本の抵抗等のインピーダンス素子の
みの構成とすることができ、これにより回路構成を簡単
にすることができ、特に傾斜予測回路の入力端子にボー
ルド・コンデンサの端子電圧を出ツノアンプを介して供
給するループ構成とした揚台は第２のザンブルボールド
回路が全く不要となるので更に回路構成を簡単、かつ、
安価に構成することができ、ま１＝単純な前値ホールド
の補間回路に比較的簡単な上記の傾斜予測回路やインピ
ーダンス素子を追加するだけで、より誤差の少ない高品
質の補間が行なえる傾斜ホールド方式にすることができ
る等の特長を有するものである。

【図面の簡単な説明】

第１図は前値ホールド方式の従来回路の一例を示す回路
系統図、第２図（Ａ）〜（Ｃ）は夫々第１図の動作説明
用タイミングチャート、第３図（Ａ）〜（Ｄ＞は夫々第
１図図示回路において入力信号周波数が高いときと低い
ときにおける出力信号波形及び原信号波形との誤差を示
す図、第４図は傾斜予測方式の従来回路の一例を示す回
路図、第５図（Ａ）〜（「）は夫々第４図図示回路の動
作説明用タイミングチャート、第６図（Ａ）〜（Ｃ）は
夫々第４図図示回路中の傾斜予測回路の各部のレベル（
振幅）対周波数特性と位相対周波数特性を夫々示す図、
第７図は本発明回路の一実施例を示す回路図、第８図（
Ａ）〜（Ｆ）は夫々第７図図示回路の動作説明用タイミ
ン、グヂャート、第９図（Ａ）〜（Ｅ）は夫々第７図図
示回路の各部のレベル〈振幅）対周波数特性と位相対周
波数特性を夫々示す図である。 １・・・入力端子、３・・・スイッチ回路、６，１４・
・・ホールド・コンデンサ、７・・・出力端子、９，２
１゜２２・・・電圧保持部分、１０．２５・・・傾斜予
測回路、１６・・・電圧−電流変換回路、２３．２９・
・・電流による補正電圧部分、２６・・・演算増幅器、
Ｃ３・・・第１の微分回路用コンデンサ、Ｒ１＋、ＲＩ
２・・・第１の微分回路用抵抗、Ｃ４・・・第２の微分
回路用コンデンサ、Ｒ１３・・・第２の微分回路用抵抗
、ＲＬＩ・・・電圧−電流変換用抵抗。 第１図 第２図 一吟ｒ５ 第３図 −昨藺 第４図 第５図 −８４間 第６図 （△）（Ｂ） 周波４史− 第　７因 第８図 □行間 第９図 （Ａ１　ｉＢ１ 間放雛− 手続補正書 １、事件の表示 昭和５８年特　許　願第１５５６６８号２、発明の名称 信号補間回路 ３、補正をする者 特　許　出願人 住　所　ウ２２〕　神奈川県横浜市神奈用区守屋町３丁
目１２岳地名称　（４３２）　日本ビクター株式会社代
表者　取締役社長　宍　う首　−部 ４、代理人 ５、補正命令の日刊 ６、　補正の対象 明細書の特許請求の範囲及び発明の詳細な説明の各欄。 ７、　補正内容 （１）　明細書中、特許請求の範囲の欄記載を別紙の通
り補正する。 （２）同、第１２頁第７行〜第８行の「出力電圧・・・
略同じ」を「１／（２πＴ１）よりも充分低い周波数で
の出力電圧がホールド・コンデンサの端子電圧と略同じ
」と補正り−る。 特許請求の範囲

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 入力信号中に含まれているノイズの入力直前の信号電圧
   をザンプルし、かつ、そのサンプル値を該ノイズの発生
   期間ホールドして該ノイズの低減された信号を出力端子
   へ出力するザンプルホールド回路内のホールド・コンデ
   ンサに、傾斜予測回路によりその入力信号の傾斜を予測
   して得た電圧を電圧−電流変換回路を通して供給して、
   該ノイズの発生期間に該傾斜予測回路で予測した傾斜に
   基づいて信号を補間する信号補間回路において、該傾斜
   予測回路を、その入力信号の最高周波数を［ｍとしたと
   き１／（２πｆｍ）よりも大なる時定数Ｔ＋をもち、１
   ／（２πＴ＋　）よりも充分低い周波数にてゲインが略
   一定となる第１の微分回路と該第１の微分回路の出力信
   号が供給される第２の微分回路と、該第１及び第２の微
   分回路の各出力信号の合成信号が供給され該傾斜予測回
   路の出力電圧が該ホールド・コンデンサの端子電圧と、
   略同じになるようなゲインに設定された増幅器とより構
   成し、該電圧−電流変換回路をインピーダンス素子で構
   成したことを特徴とする信号補間回路。