JPS6047633B2 - 信号遷移検出装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は電圧比較回路に関するものであり、更に具体的
に適応自在に導出される２重スレシホールド電圧を用い
た信号遷移株出装置に関するものである。

本発明の背景 スーパーマーケット及び他の小売機関で販売されている
数多くの商品には製品識別ピークをバーコード形態で持
つ所の機械が読取りうるラベルが付されている。

これらのバーコード・ラベルのうちで最も良く知られた
ものはユニバーサル製品コード（ＵＰＣ）ラベルである
。全体的に見て、ｕ℃ラベルは幅の異なる一連の黒バー
（棒線）より成るように見える。ラベルの異つた部分は
異なつた機能を持つ。ラベルの左端及び右端は夫々１対
の比較的狭い保護帯によつて限定される。ラベルは中央
区分部（即ち２本の比較的狭い黒いバーと３本の白いス
ペースより成る部分）を持ち、それがラベルを左半分及
び右半分に分割する。ラベルの各半分は単一の数字を表
示する２本の黒バーと２本弐白バーとより成る群を多数
含んでいる。群中の白バー及び黒バーの幅円相対的に変
えることによつて異つた数字が同定される。バーの絶対
的な幅は重要な意味を持たない。バーの相対的な幅だけ
がラベルを解読するに際して重要である。ラベルを解読
するには、ラベル中の白バー及び黒バーの相対的な幅が
測定される。

解読処理を行。なうための方法及び回路の１例がＩＢＭ
の米国特許第４０８６４７７号に開示されている。本発
明はその出発点として、正に立ち上る矩形波パルスが１
つの色のｕ℃ラベル・バーの幅を表わし負に立ち下る矩
形波パルスが他の色のバー；の幅を表わすようにしたデ
ィジタル化されたパルス列が発生されるものと仮定する
。

本発明は上記米国特許に開示されたような技法に従つて
処理されるべきディジタル化されたパルス列を導出する
ための回路に関する。

１つの適用例ではＵＰＣラベルは、操作者が訓℃ラベル
を横切つて移動させる手持ち型の光学ワンド（棒）によ
つて読取られる。

ワンドはラベルの交番する白バー及び黒バーにに応答し
て夫々正の立上る電圧及び負の立ち下る電圧を発生する
所の感光素子を有する走査（スキャン）チップを含んで
いる。結果として生じる出力信号は振幅及び横幅が大き
く変化する近似正弦波の一連の・パルスである。そのパ
ルスの近似正弦波形状は、手持ちワンドが隣り合つたバ
ー間の境界を横切つて動くときワンド中の感光素子が変
化する割合で白バー及び黒バーの両方から反射された光
を検出する事実によフつて（部分的に）もたらされる。

特定の例として、黒バー上のワンドが隣接の白バーとの
境界に近づきつゝあるものと仮定する。ワンドは依然と
して黒バーの上にあるので、最少量の光しか感光素子へ
反射されれず、最少の電圧しか発生されな７い。ワンド
が境界を横切つて白いバーの上に位置た後に、最大の光
が感光素子へ反射されて、最大の電圧が発生される。し
かしワンドが境界上を通過しつ）あるときは、黒バー及
び白バーの両者の変化量を「見る」ので、発生される電
圧は最小レＪベルから最大レベルヘ次第に増加する。上
述のようにして感光素子は黒バーのみから、又は白バー
のみからの反射光を受取つたとき夫々量小電圧及び量大
電圧を発生する。

これは小さいｕ℃ラベルが読取られつゝある時には決し
て実現されないような理想的な状態である。現在の標準
で許容される最も狭い白バー及び黒バーの幅はＯ、２ｗ
ｒｍである。利用可能な光学ワンドはこの寸法よりも大
きい視野を持つ。そのようなワンドが最小幅のバーの上
に中心位置づけされたとき、感光素子はそのバーからだ
けでなく側面のバーからも反射光を受取る。更に具体的
に言えば狭い黒バー上に中心位置づけされたワンドは黒
バー及びその黒バーの両側にある２本の白バーの両者か
ら反射光を受取る。発生される電圧はより広い黒バー上
に中心位置づけされたワンドによつて発生される電圧よ
りも若干高くなること当然である。最小幅の白バー上に
中心位置づけされたワンドに対する上述の状態の逆も又
真であること勿論である。ワンドは狭い白バーからだけ
でなく両側面の黒バーからも同様に反射された光を検出
するので、発生される電圧は生じうる最大電圧よりも若
干低くなる。矩形波パルスの列を発生するためには、光
学ワンド隣り合つた白バー及び黒バー間の境界を通過ス
イッチング装置との直列接続を含む、特許請求の範囲１
項又は２項記載の信号遷移検出装置。

発明の詳細な説明 −ー本発明は電圧比較回路に
関子るものであり、更に具体的に適応自在に導出さ＾る
２重スレシホールド電圧を用いた信号遷移槍串Ｉに関す
るものである。 −ーーーーーーーー
本発明の背景スーパーマーケット及び他の小売機関で販
売されている数多くの商品には製品識別ピークをバーコ
ード形態で持つ所の機械が読取りうるラベルが付されて
いる。

これらのバーコード・ラベルのうちで最も良く知られた
ものはユニバーサル製品コード（ＵＰＣ）ラベルである
。全体的に見て、ＵＰＣラベルは幅の異なる一連の黒バ
ー（棒線）より成るように見える。ラベルの異つた部分
は異なつた機能を持つ。ラベルの左端及び右端は夫々１
対の比較的狭い保護帯によつて限定される。ラベルは中
央区分部（即ち２本の比較的狭い黒いバーと３本の白い
スペースより成る部分）を持ち、それがラベルを左半分
及び右半分に分割する。ラベルの各半分は単一の数字を
表示する２本の黒バーと２本弐白バーとより成る群を多
数含んでいる。群中の白バー及び黒バーの幅円相対的に
変えることによつて異つた数字が同定される。バーの絶
対的な幅は重要な意味を持たない。バーの相対的な幅だ
けがラベルを解読するに際して重要である。ラベルを解
読するには、ラベル中の白バー及び黒バーの相対的な幅
が測定される。

解読処理を行．なうための方法及び回路の１例がＩＢＭ
の米国特許第４０８６４７７号に開示されている。本発
明はその出発点として、正に立ち上る矩形波パルスが１
つの色のＵＰＣラベル◆バーの幅を表わし負に立ち下る
矩形波パルスが他の色のバー５の幅を表わすようにした
ディジタル化されたパルス列が発生されるものと仮定す
る。

本発明は上記米国特許に開示されたような技法に従つて
処理されるべきディジタル化されたパルス列を導出する
ための回路に関する。

ク１つの適用例ではＵＰＣラベルは、操作
者がＵＰＣラベルを横切つて移動させる手持ち型の光学
ワンド（棒）によつて読取られる。ワンドはラベルの交
番する白バー及び黒バーにに応答して夫々正の立上る電
圧及び負の立ち下る電圧を発生する所の感光素子を有す
る走査（スキャン）チップを含んでいる。結果として生
じる出力信号は振幅及び横幅が大きく変化する近似正弦
波の一連のパルスである。そのパルスの近似正弦波形状
は、手持ちワンドが隣り合つたバー間の境界を横切つて
動くときワンド中の感光素子が変化する割合で白バー及
び黒バーの両方から反射された光を検出する事実によフ
つて（部分的に）もたらされる。

特定の例として、黒バー上のワンドが隣接の白バーとの
境界に近づきつ）あるものと仮定する。ワンドは依然と
して黒バーの上にあるので、最少量の光しか感光素子へ
反射されれず、最少の電圧しか発生されな７い。ワンド
が境界を横切つて白いバーの上に位置た後に、最大の光
が感光素子へ反射されて、最大の電圧が発生される。し
かしワンドが境界上を通過しつ）あるときは、黒バー及
び白バーの両者の変化量を１見るョので、発生される電
圧は最小レｌベルから最大レベルへ次第に増加する。上
述のようにして感光素子は黒バーのみから、又は白バー
のみからの反射光を受取つたとき夫々量小電圧及び量大
電圧を発生する。

これは小さいＵＰＣラベルが読取られつ）ある時には決
して実現されないような理想的な状態である。現在の標
準で許容される最も狭い白バー及び黒バーの幅は０．２
ＷｒＩｎである。利用可能な光学ワンドはこの寸法より
も大きい視野を持つ。そのようなワンドが最小幅のバー
の上に中心位置づけされたとき、感光素子はそのバーか
らだけでなく側面のバーからも反射光を受取る。更に具
体的に言えば狭い黒バー上に中心位置づけされたワンド
は黒バー及びその黒バーの両側にある２本の白バーの両
者から反射光を受取る。発生される電圧はより広い黒バ
ー上に中心位置づけされたワンドによつて発生される電
圧よりも若干高くなること当然である。最小幅の白バー
上に中心位置づけされたワンドに対する上述の状態の逆
も又真であること勿論である。

ワンドは狭い白バーからだけでなく両側面の黒バーから
も同様に反射された光を検出するので、発生される電圧
は生じうる最大電圧よりも若干低くなる。矩形波パルス
の列を発生するためには、光学ワンド隣り合つた白バー
及び黒バー間の境界を通過する遷移点を検出しなければ
ならない。

遷移点を検出するための簡単な方法はワンド電圧を一定
のスレシホールド電圧と比較することである。ワンド電
圧が一定のスレシホールド電圧より上に増大し又はそれ
より下に減少する度毎に、ワンドが隣り合つた白バー及
び黒バーの間の境界を通過したものと推定される。この
構成は必ずしも適切に機能するとは限らない。

何故ならば感光素子によつて発生される最小電圧及び最
大電圧は、周囲の照明状態及びラベルの質の関数として
シフトするからである。明るい照明の下でラベル読取り
に使用されるワンドはうす暗に照明の店舗で同じラベル
を読取るのに使用された同じワンドより高い電圧を有す
る波形を発生する。若しもスレシホールド電圧が固定さ
れているならば、変化する周囲の状態に起因する波形の
レベルのシフトは実際に遷移が生じる前或は後に遷移が
検出されるようにする。ラベル読取エラーが結果として
生じる。最も極端な例では、明るい照明状態下で発生さ
れた波形は固定されたスレシホールド電圧を超える最小
の電圧しか持たず遷移が全く検出されないようなことが
起きる。同様に、灰色の背景を有する暗（ｒラベルは純
白の背景を有する明るいラベルよりも著しく反射が少な
い。従つて暗いラベルを読取ることによつて得られた電
圧は、より明るいラベルの読取りで得られる電圧に対し
て負にシフトされる（両方のラベルが全く同じ周囲照明
レベルで読取られたとしても）。ラベル読取り処理は周
囲の照明状態及びラベルの質の効果から実質的に独立で
あるべきこと明らかてある。

上述のような固定されたスレシホールド方式の問題のう
ち幾つかは、スレシホールド電圧が、検出される最小電
圧及び最大電圧間の中程にセットされた適応方式で解決
される。

適応スレシホールドの使用は周囲の照明状態又はラベル
の印刷品質の変化に起因する波形レベルのシフトの問題
を改善するけれども、狭いバーの読取りの結果として生
じるピーク電圧のサイクル対サイクル変動の問題に対す
る解決を与えない。若しも極端に狭いバーが反対の色の
狭いバー及び同じ色の広いバーの後に読取られるならば
、結果として生じるスレシホールド電圧は現在のピーク
値に関して過大となり、遅れた遷移検出を結果として生
じる。本発明の要約 従来技術の問題を打関するための本発明は、第１及び第
２の適応的に導出されるスレシホールド電圧を発生し、
且つ遷移を検出するため入力信号をこのスレシホールド
電圧と比較するための回路に関する。

その回路は入力信号の正及び負のピーク電圧に等しい出
力信号を与えるための正ピーク検出回路及び負ピーク検
出回路を含む。各ピーク検出回路はリセット入力を含む
。その回路は又、入力信号のスロープに従属するレベル
を有する２レベル出力電圧を供与するめ入力信号の源に
接続されたスロープ検出回路を持つ。適応性２重スレシ
ホールド回路は正及び負の検出回路からの第１及び第２
の入力と共通の出力とを持つ。２重スレシホールド回路
は第１の入力を共通出力Ｐ■シホールドカへ接続する第
２インピーダンスとを含む。

インピーダンスのうち１方の有効な値はスロープ検出回
路によつて発生される出力電圧に関数として変化する。
比較器はアナログ入力信号を適応性２重スレシホールド
回路からの出力信号と比較する。比較器出力がピーク検
出回路の状態と反対の状態に変化するとき各ピーク検出
回路をリセットするため比較器の出力をピーク検出回路
のリセット入カー，供給するための手段も含まれる。実
施例の説明 第１図について説明すると、手持ちワンドの感光素子に
よつて発生されるアナログ信号は入力１０へ印加されて
バッファ増幅器１２へ供給される。

バッファ増幅器１２はそのアナログ信号を増幅してその
波形を零電圧即ち大地電位のような基準電圧に関してシ
フトする。バッファ増幅器の出力に現われるアナログ波
形は、そのアナログ波形の正の立ち上り行程中にピーク
電圧を検出しその出力１６の電圧をリセット信号がリセ
ット入力１８に供給されるまで保持する所の正ピーク検
出回路１４を含む、数多くの回路へ供給される。負ピー
ク検出回路２０はアナログ波形の負の立ノち下り行程に
関して同様な機能を達成する。回路２０は負のピーク電
圧を検出しその出力２２の電圧を、リセット信号がリセ
ット入力２４に於て受取られるまで保持する。アナログ
波形は、印加されたアナログ信号が正のスロープを持つ
とき、即ち増加しつ）あるとき出力に第１の電圧即ち高
レベル電圧を出す所のスロープ検出回路２６へも供給さ
れる。

スロープ検出回路２６はアナログ信号スロープが負のと
きその出力に第２の電圧即ち低レベル電圧を出す。バッ
ファ増幅器１２の出力はアナログ信号をその負の入力端
子へ供給されるスレシホールド電圧と比較する所の比較
増幅器２８の正の入力端子へも供給される。スレシホー
ルド電圧は正ピーク検出回路１４の出力１６と共通出力
接続点３２との間に接続された第１のインピーダンス即
ち抵抗器３０を有する電圧分圧器３１を含む回路て発生
される。電圧分圧器３１は負ピーク検出回路２０の出力
２２と共通出力接続点３２との間に接続された第２のイ
ンピーダンス即ち抵抗器３４をも含む。第３のインピー
ダンス即ち抵抗器３６がトランジスタ３８を介してイン
ピーダンス３４と並列に接続されている。トランジスタ
３８はスロープ検出回路２６の出力の関数として又はオ
ンに切換えられる。アナログ入力信号が負のスロープを
有するとき、トランジスタ３８は抵抗器３６を電圧分圧
回路から除去するためにオフに切換えられる。アナログ
入力信号が正のスロープを有するとき、トランジスタ３
８は抵抗器３６を電圧分圧回路中へ挿入するようにオン
に切換えられる。説明の都合上、ピーク検出回路１４及
び２０の出力の電圧が一定化されているものと仮定する
と、トランジスタ３８を電圧分圧回路の内外へ切換える
ことは共通接続点３２（かくて比較増幅器２８への負の
入力）に於ける電圧シフトする効果．を持つ。更に具体
的に言えばトランジスタ３８が非導通のとき、接続点３
２の電圧トランジスタ３８が導通ているときの値よりも
高くなる。比較増幅器２８の出力は２レベル信号であつ
て、それは両方共出力駆動器／反転器回路２９と．ピー
ク検出回路１４及び２０のリセット入カへ供給される。

ブロック図の形で示された回路の動作は回路が更に詳し
く使用された後で説明された後で説明される。

回路の詳述前に、第２図に示された代表的・なＵＰＣラ
ベルに図面の簡単な説明がなされる。

黒バーと介在する白バーの相対的な幅の変化が明らかに
観際される。若干のＵＰＣラベルは図示されたラベル程
の大きさのものであるけれども、大部分はバーの幅がラ
ベル全体の寸法い比例して縮小されて可成り小さくなつ
ている。小さいＵＰＣラベルの検出されなければならな
い最も狭いバーは第２図に示された特大ラベルの最も狭
いバーよりも更に狭くなる。第３図及び第５図Ａについ
て簡単に説明すると、手持ちワンドの感光素子がＵＰＣ
ラベルを横切つて左から右へ動かされるとき、検出され
た黒バーは負の立ち下り電圧ピークが発生されるよう■
こし、これに反して介在する白バーは正の立ち上り電圧
ピークが発生されるようにする。

電圧行程の持続期間及び大きさは横切られつ）あるバー
の幅と共に変化する。更に具体的に言えば第３図は幅の
異なる３本の白バー４８，５０，５２によつ−て分離さ
れた幅の異なる４本の黒バー４０，４２，４４，４６よ
り成るＵＰＣラベルの小切片を示す。光学ワンドが白バ
ー４８又は黒バー４６のような比較的広いバー上に位置
するときは、ワンドの感光素子は主としてそれらのバー
から反射さ”れた光に応答する。その結果、最大の正又
は負のピーク電圧が発生される。更に具体的に言えば、
ワンドが広い白パー４８を横切るき比較的平担な正のピ
ーク５４が発生され、これに反してワンドが広い黒バー
４６を横切るとき比較的平担な負のピーク５６が発生さ
れる。ワンドが狭い黒バー４０のような狭いバー上に中
心位置づけされたとき、その感光素子はバー４０からば
かりでなく両側の白バーからも反射された光を検出する
。その結果として、発生されれた負のピーク電圧５８は
負の最大電圧よりも小さくなる。第４図を参照して今や
説明される回路の機能は、ラベルが横切られるときアナ
ログ・ピークの形状及び大きさが変化する事実に拘わら
ず、ワンドが１つの色のバーから他の色のバーへの境界
を横切つた時を決定することである。第４Ａ図及び第４
Ｂ図は前者を後者の左側に置いて連結される。

手持ちワンドによつて発生されたアナログ信号はバッフ
ァ増幅器１２への入力１０に供給される。そのアナログ
信号は電圧分圧回路６２を介して増幅器６０の正入力と
、負のＤＣレベル●オフセット補償を与えるのに使用さ
れる所の１対の増幅器６４及び６６とへ供給される。更
に具体的に言えば、増幅器６４はダイオード６８及びキ
ャパシタ７０と組合わされて、抵抗器７２の上端にピー
ク電圧が維持されるようにする所の正ピーク検出回路と
して働らく。増幅器６６はダイオード７４及びキャパシ
タ７６と組合わされて負のピーク検出回路として働らき
、抵抗器７２の下端及び増幅器７８の正入力端子に於て
負のピーク電圧が維持されるようにする。抵抗器７２は
比較的大きい。抵抗器７２及びキャパシタ７６の時定数
は、相次ぐアナログ波形サイクル間でキャパシタ７６が
部分的に放電するのを許すに十分大きさを持つ。キャパ
シタ７６と抵抗器７２との接続点に保たれる負のピーク
電圧は増幅器７８及び抵抗器８０を介して増幅器６０の
負入力バ■クれて、供給された負入力に比例した量だけ
増幅器６０の出力の信号をシフトせしめる。増幅器６０
の出力に現われる波形は入力端子１０へ元来供給された
波形の増幅された且つレベル・シフトされた形態のもの
である。

正及び負の行程の相対的な幅及びしれらの相対的な振幅
はバッファ増幅器１２によつて著しく影響されないよう
に意図されている訳ではない。増幅器１２の出−力のア
ナログ信号は正ピーク検出回路１４の増幅器８２へ供給
される。増幅器８２の出力回路はキャパシタ８６へ導く
ダイオード８４を含む。キャパシタ８６の電圧は利得１
のインピーダンス・バッファ増幅器８８へ供給される。
キャパシタ８６のための制御可能な放電路が負電圧源へ
直結された抵抗器９２を有するトランジスタ９０を介し
て配設される。正の立ち上りアナログ信号行程中は増幅
器８２の出力の電圧がキャパシタ８６を充電する。トラ
ンジスタ９０は平常時非導通なので、平常時はキャパシ
タ９６に対する放電路が存在しない。入力電圧がその正
のピークを過ぎて減少し始めるとき、ダイオード８４は
逆にバイアスとなりキャパシタ８６をを正のピーク電圧
に保つ。バッファ増幅器１２の出力に於けるアナログ信
号は負ピーク検出回路２０中の増幅器へ同様に供給され
る。この回路は保持キャパシタ９６、利得１の出力バッ
ファ増幅器９８、及び入力増幅器９４と直列になつたダ
イオード１００を含む点で正ピーク検出回路１４と類似
している。トランジスタ１０２はエミッタ抵抗器１０４
と組合わされて、保持キャパシタ９６に対して制御可能
な放電路を供与する。正ピーク検出回路と負ピーク検出
回路の間の差は、増幅器出力ダイオードの方向づけと、
放電回路へ接続された電源の極性である。

負ピーク検出回路２０では電源は正の電圧を供給するけ
れども、ダイオード１００は正のピーク検出回路中のダ
イオード８４に関して逆接続されている。ダイオード１
００は負のアナログ信号が増幅器９４に対する入力に供
給されたときのみ導通する。ダイオード１００が導通し
ているとき保持キャパシタ９６の上側端子の電圧は最大
の負のアナログ電圧へ向つて駆動される。アナログ信号
がその最大の負値に達しそして正への立ち上りを始める
とき、ダイオード１００は逆バイアスとなつて、保持キ
ャパシタ９６をアナログ信号から絶縁するに至る。キャ
パシタ９６はトランジスタ１０２が導通状態に駆動され
ることによりそれが放電されるまで最大の負電圧を保持
する。バッファ増幅器１２の出力のアナログ信号は、ス
ロープ検出回路２６の高利得増幅器１０８と直列のＤＣ
ブロッキング・キャパシタ１０６を介して供給される。

アナログ信号のＡＣ成分は増幅器１０８の負入力端子へ
供給されるが、正入力端子は大地電位に保たれて増幅器
出力信号が入力信号に関して反転されるようにする。

増幅器１０８のためのフィード・バック路は増幅器が飽
和或はカットオフになるのを防止するように働らく所の
ツェナーダイオード１１０を含む。増幅器１０８は極め
て高利得の増幅器であるから、それが印加アナログ信号
のスロープの変化にノ殆んど瞬間的に応答する。

スロープが負から正へ変化するとき、増幅器１０８の出
力はツェナーダイオード１１０にまたがる順方向電圧降
下によつて決定されるレベルへ迅速に低下する。それと
は反対に、印加アナログ信号のスロープが正から負７へ
変るとき、増幅器出力はツェナーダイオード１１０の逆
方向ブレークタウン電圧によつて制限される正レベルへ
上昇する。増幅器０８の出力の信号は接地されたエミッ
タを持つ第２のトランジスタ１１４のベースへ直結９さ
れたコレクタと接地されたエミッタとを持つ第１のトラ
ンジスタを含むレベルシフト回路へ供給される。

トランジスタ１１４のコレクタは、インバータとして働
らき現在検出されつ）あるスロープと同じ向きを持つス
ロープ表示信号を出力１１８に供与する所の他のトラン
ジスタ１１６のベースへ直結されている。トランジスタ
１１６を含む回路は、抵抗器３０，３４，３６を含む電
圧分圧回路中のトランジスタ３８に対してスイッチング
電圧を与えるため、出力電圧の限界をツェナーダイオー
ド１１０によつて規定された値から±１５ボルトへ変換
する。本発明の良好な実施例では、抵抗器３４の値は抵
抗器３０の値の３倍が望ましく、抵抗器３６の値は抵抗
器３０の値の０．３７に等しいのが望ましい。

印加アナログ信号が負のスロープが持つとき、トランジ
スタ３８は非導通であり、抵抗器３４に対する抵抗器３
０のインピーダンス比は１対３である。しかし印加アナ
ログ信号が正のスロープを持ちそしてトランジスタ３８
が導通しているときは相対比が逆転される。即ち抵抗器
３４及び３６の有効合成抵抗値に対する抵抗器３０のイ
ンピーダンス比は３対１である。かくて夫々正ピーク検
出回路と負ピーク検出回路の出力に関して固定された正
及び負の電圧を想定すると、共通接続点３２に於ける電
圧は、印加アナログ信号が正のスロープを持つときピー
ク電圧の差の２５％に等しく、印加アナログ信号が負の
スロープを持つときピーク電圧の差の５０乃至７５％に
等しい。共通接続点３２に於ける２レベル電圧は比較増
幅器回路２８中の演算増幅器１２０の負入力バ■ルの２
重スレシホールド電圧を表示する。

バッファ増幅器１２の出力に於けるアナログ信号は１対
の並列に逆接続されたダイオード１２４及び１２６を含
むヒステリシス回路を介して増幅器１２０の正入力端子
へ供給される。

演算増幅器１２０の出力が状態を変えてアナログ信号が
スレシホールド・レベルを通過したことを表示したとき
、一定の電圧降下がダイオード１２４及び１２６の１方
にまたがつて発生される。その電圧は印．加されたアナ
ログ電圧に対して付加的であり、スレシホールド・レベ
ルを超えてそのアナログ信号を昇圧する効果を有する。
この昇圧作用は、アナログ信号が遷移領域を通過しつ）
あるとき雑音電圧がアナログ信号を予備的スレシホール
ド値へ瞬・間的に駆動するチャンスを減少する。演算増
幅器１２０の出力に現われる信号は矩形化されたパルス
の列であつて、その幅は走査されつ）あるラベルのバー
の幅に相当する。

この信号はピーク検出回路１４及び１６をリセットする
ために使用され且つ駆動器／反転器回路２９へ供給され
る。回路２９は黒バーが検出されたとき、信号をＴ２Ｌ
両立レベルに変換すると共に正の立ち上り信号を供与す
るため反転する。比較増幅器２８の出力は、接地された
エミッタ端子とベース端子との間にクランプ用のダイオ
ード１３０が接続された所のトランジスタ１２８のベー
ス端子へ供給される。ｌ 上述の回路の動作は第５図の
波形Ａ乃至Ｈを参照すると明瞭化する。

波形Ａはバッファ増幅器１２の出力のアナログ波形であ
る。

波形Ｂはスロープ検出回路２６の増幅器１０８の出力電
圧を示す。この波形に於て遷−移は、アナログ波形がス
ロープを反転する位置、即ち正及び負のアナログピーク
に於て生じる。波形Ｃはスロープ検出回路２６からの出
力線１１８に於けるトランジスタ・スイッチング電圧で
ある。それはスロープ検出回路２６の増幅器１０８の出
力電圧に対して反転され且つレベルがシフトされている
。波形Ｄ．．Ｅ及びＦの３つは何れも同じ零電圧レベル
に関て図示されている。波形Ｄは正ピーク検出回路１４
のキャパシタ８６の上側端子に於ける正ピークを表わす
。波形Ｆは負ピーク検出回路２０のキャパシタ９６の上
側端子に於けるピークの負電圧を示す。波形Ｅは２重ス
レシホールド電圧を示す。その電圧は、実施例てはアナ
ログ信号のスロープに依存して正及び負のピーク電圧の
差の２５％又は７５％に等しい。波形Ｇは比較増幅回路
２８の増幅器１２０の出力電圧である。この電圧はアナ
ログ信号がスレシホールド・レベルを通過する点て発生
する遷移を有するアナログ信号の矩形波表示である。波
形Ｈ即ち最終出力電圧は波形Ｇに関して反転され且つレ
ベルがシフトされたものである。前に説明されたように
、増幅器１０８は高利得反転増幅器であつて、アナログ
信号のＡＣ成分を基準電圧（大地電位が望ましい）と比
較する。

負のアナログ・ピークの各々に於て、増幅器１０８はツ
ェナーダイオード１１０にまたがる順方向電圧降下に依
存して最小出力レベルに切換える。適宜の型式のツェナ
ーダイオードのために、増幅器出力はアナログ信号の正
のスロープの期間中凡そ−０．７ボルトに制限される。
アナログ信号が各正のピークに達して負に立ち下り始め
るとき、増幅器１０８の出力はツェナーダイオード１１
０の逆方向ブレークタウン電圧を越えるまで鋭く上昇す
る。増幅器１０８からの出力電圧はアナログ信号のスロ
ープが負に留まる限りこのブレークダウン電圧（＋６ボ
ルト程度が代表的である）に保持される。増幅器１０８
によつて発生される制御信号は２重スレシホールド回路
のトランジスタ３８を駆動するために反転されなければ
ならない。

正の切換作用を与えるために、制御信号のピーク対ピー
ク振幅は３０ボルトへ増大される。トランジスタ１１２
及び１１４が所要の反転動作を行ない、且つ高インピー
ダンス●バッファとして働らく。トランジスタ１１６は
反転器として働らくが、波形Ｃで示されたトランジスタ
切換信号を作るため制御信号が−１５ボルトの負ピーク
から＋１５ボルトの正ピークへ駆動されるようにする。
前に説明されたように正ピーク検出回路１４及ひ負ピー
ク検出回路２０は夫々アナログ信号中の正ピーク電圧及
び負ピーク電圧を検出し、これらの電圧を比較増幅器２
８の出力によつてリセットされるまて保持する。

比較増幅器２８の負入力に於ける電圧は検出回路中に現
在記憶されている正及び負のピーク電圧間の差の１０吟
率と常に等しい。トランジスタ３８がスロープ検出回路
２６からの正の出力によつて導通状態に駆動されるとき
、入力３２に於ける電圧はトランジスタ３８が非導通状
態のときよりも低い１０吟率のピーク差電圧を示す。前
述のように抵抗器３０，３４及び３６の値は、アナログ
信号が正のスロープを持つときピーク差電圧の２５％に
等しく、且つアナログ信号が負のスロープを持つときピ
ーク差電圧の７５％に等しいスレシホールド値を供与す
るように選はれるのに望ましい。波形Ｄ，Ｅ及びＦにつ
いて述べると、スレシホールド電圧波形はアナログ信号
のスロープが負から正へ変るときその高レベルから低レ
ベルへ切換えられる。

然る後比較増幅器２８は上昇しつ）あるアナログ信号を
低いスレシホールド電圧と比較する。低いスレシホール
ド電圧を越えたとき比較増幅器２８の出力が正のレベル
へ駆動される。この正の立ち上り信号は夫々正ピーク検
出回路１４及び負ピーク検出回路２０のリセット入カへ
供給される。更に具体的に言えば正の立ち上り信号は、
パルス成形キャパシタ１３２を介して正ピーク検出回路
１４のトランジスタ９０のベース端子、及び同様なパル
ス成形キャパシタ１３４を介して負ピーク検出回路２０
のトランジスタ１０２のベース端子へ供給される。トラ
ンジスタ１０２はＰＮＰトランジスタであつて、正常時
はその非導通状態にバイアスされている。比較増幅器２
８によつて与えられる正の立ち上りパルスはこのトラン
ジスタに影響を与えない。そのパルスはトランジスタ９
０を導通状態に駆動して少くとも部分的にキャパシタ８
６を放電せしめる。キャパシタ１３２及び関連した抵抗
器によつて決まる時定数はキャパシタ８６が完全には放
電されないような値である。キャパシタ８６は、この装
置で生じることが予期された最小の正電圧よりも低い電
圧まで放電されるに過ぎないので、発生する次の新たな
正のピーク電圧まで迅速に再充電することができる。ア
ナログ信号がその正ピークに達して減少を開始したとき
、スロープ検出回路２６の出力はトランジスタ３８は非
導通に切換えるため急激に低下する。

端子３２の電圧はそのとき抵抗器３０及び３４の比率の
みによつて決定される。前述のように、抵抗器３４は比
較増幅器２８への入力３２の電圧がピーク電圧の差の７
５％に上昇するように抵抗器３０のインピーダンスの３
倍のインピーダンスを持つのが望ましい。正ピーク検出
回路１４は正の立ち上り遷移が検出されたときリセット
され゛且つ再充電することを許すので、負の立ち下りス
レシホールド◆レベルをセットするのに用いられるピー
ク電圧は直前の正ピークからの正ピーク電圧、及び先行
する負の立ち下りアナログ信号サイクルからの負ピーク
電圧である。スレシホールド電圧は２５％レベルから７
５％レベルへ切換わり、入力信号のスロープの各変化毎
に元へ戻る。

波形Ｅはリセット・パルスが両ピーク検出回路のうち１
方へ供給される度毎に保持キャパシタのｌ電圧に追従し
た小さい行程を示す。これらの小さい行程は、スレシホ
ールド電圧が次の遷移の時刻に先立つてその新たな安定
状態レベルに於て確立されるので、回路動作に影響を与
えない。波形Ｇ即ち比較増幅器１２０の出力の電圧は、
アナログ波形Ａの２５％乃至７５％スレシホールド点に
於て生じる所の波形ＡＯ遷移を有し、ほＳ゛波形Ａの形
に従う。

波形Ｇの矩形パルスの幅は走査されたＵＰＣラベルの白
バー及び黒バーの幅に等しい。波形Ｈはその回路によつ
て発生される矩形パルスの流れがアナログ入力波形と１
８００位相ずれされるべぎ場合、且つ比較増幅器２８に
よつて作られる信号の出力電圧がＴ２Ｌ論理素子を駆動
するためシフトされなければならない場合のみ作り出さ
れる。

波形Ｇ及びＨの両者は同じ情報内容を持つ。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明に従つて構成された回路の概略的ブロッ
ク図、第２図は代表的なユニバーサル製品コード（ＵＰ
Ｃ）ラベルを示し、第３図はＵＰＣラベルの一部分の拡
大図であつて、本発明の回路動作の説明用のものであり
、第４図は第４図及び４Ｂ図より成り第１図のブロック
図で示された回路の詳細図、第５図は回路の動作中に発
生される波形を示す図である。 第１図に於て、１２・・・・・・バッファ増幅器、１４
・・・・正ピーク検出回路、２０・・・・・・負ピーク
検出回路、２６・・・・・・スロープ検出回路、２８・
・・・・・比較増幅器、２９・・・・・・出力駆動器／
反転器。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 入力信号を第１及び第２の適応的に導出されたスレ
   シホールド電圧と比較することにより入力信号の第１及
   び第２の状態間の遷移を検出するため下記ａ、ｂ、ｃ、
   ｄ、ｅを含む信号遷移検出装置。 ａ 入力信号源へ接続され且つリセット入力を有し、２
   つの相次ぐサイクル中に入力信号の夫々正ピーク電圧及
   び負ピーク電圧と等しい出力信号円出す正及び負ピーク
   検出回路。 ｂ 正のスロープに対する第１の値及び負のスロープに
   対する第２の値を有する出力電圧を出すように入力信号
   源へ接続されたスロープ検出回路。 ｃ 上記正ピーク検出回路からの第１入力と、上記負ピ
   ーク検出回路からの第２入力と、共通出力とを有する適
   応的スレシホールド確立回路であつて、該回路は及び第
   １入力を上記共通出力へ接続する第１インピーダンスと
   、上記第２入力を上記共通出力へ接続する第２インピー
   ダンスと、上記インピーダンスのうち１方の有効な値を
   変えるため上記スロープ検出回路からの出力の値に応答
   しうる手段とを含む。 ｄ 入力信号源及び上記スレシホールド確立回路の共通
   出力へ接続された比較装置であつて、該装置は入力信号
   が共通出力の信号よりも大きいとき第１の状態を持ち且
   つ入力信号が共通出力の信号よりも小さいとき第２の状
   態を持つ出力を出す。 ｅ 上記比較装置の出力がリセットされるべきピーク検
   出回路の出力に対応する状態に変化するや否や各ピーク
   検出器をリセットするように、上記比較装置の出力を上
   記両ピーク検出回路のリセット入力へ供給するための手
   段。 ２ 上記スロープ検出回路はＤＣブロッキング・キャパ
   シタを介して入力信号源へ接続された第１入力と、基準
   電圧源へ接続された第２入力とを有する高利得増幅器を
   含む、特許請求の範囲１項記載の信号遷移検出装置。 ３ 上記適応的スレシホールド確立回路中の上記第２イ
   ンピーダンスは共通出力へ接続された第１及び第２の分
   岐より成り、該第１の分岐は第１の抵抗器を含み、該第
   ２の分岐は第２の抵抗器と上記スロープ検出回路の出力
   によつて制御されうるスイッチング装置との直列接続を
   含む、特許請求の範囲１項又は２項記載の信号遷移検出
   装置。