JPS60500842A - 切換コンデンサ発振器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 切換コンデンサ発振器 本発明は一般には電子発振器に関し、詳しくは集積回路に用いられる音響発振器 に関する。

電子発振器はトランジューサ、タイミング回路、信号発生器などを構成するのに 有用である。集積回路は電界効果トランジスタ技術特にＭ　ＯＳ　（Ｍｅｔａｌ −Ｏｘｉｄｅ−５ｉｌｉｃｏｎ　）デバイスを用いる電界効果トランジスタ技術 においてよく用いられる。従って特にＭＯ５技術に適した信頼性の高い発振回路 が要求されている。このような機能をもたらすためにカウントダウン回路ととも にクリスタル発振器を適用することは可能であるが、この装置では純粋な正弦波 出力は得られないし、出力振幅を多くの目的のために用いられるように充分に制 御することができないし、さらに多くの応用例に用いるための周波数の選択がで きない。このような問題を解決するために、切換コンデンサ技術を用いる発振器 を構成する努力がなされた。この種の努力をする場合、はとんと；、非減衰型切 換コンデンサ共鳴器を使用していた。これまでは、そのようなやり方では最も精 密な応用例に適した能力を持つ発振器を実現するには至っていない。その主な理 由は、適切な起動は得られるが、振幅を正確に制御し高調波歪みを制限すること が難しいことである。

本発明に従い、切換コンデンサ減衰型共鳴器は、飽和可能なデバイスを含みかつ 共鳴器回路をよく制御されたやり方で発振させる切換コンデンサ非線型帰還回路 を備えている。

このように構成すると、高精度で発振周波数を制御することが可能になり、少く とも１つの振幅制御電圧から入力信号を得ることにより、振幅を正確に制御する ことが可能シこなる。適切な設計を行なえば高調波歪みは非常に低い値に抑える ことができる。さらに、出力の振幅変調は前述の振幅制御電圧（１つあるいは複 数）を変調することで得られる。発振周波数は、スイッチング手段かトランスジ ューサかのどちらかによって適切なコンデンサを変えることで変化させることが できる。加えて、発振周波数は切換コンデンサの動作周波数を変えることによっ ても制御できる。

第１図は本発明による切換コンデンサ発振器の一実施例の概略回路図、 第２図は本発明による発振器の第２の実施例であって、出力振幅の改善された制 御を可能とする例の概略回路図、第３図は本発明による発振器の第３の実施例で あって、出力振幅の制御を改善するためにはただ１つの振幅制御電圧のみを必要 とし、かつ起動手段を含む例の概略回路図である。

孤よ 第１図に示される発振器１００は一点鎖線で囲まれた方形ボックスで表わされた ２つの回路を含んでいる。基本減衰型共鳴回路１０２と正帰還制御回路１０４で ある。

発振器１００は、回路内に永久に接続されたい（つかの非切換型コンデンサとス イッチ対と組み合わされて動作するいくつかのコンデンサとを含む切換コンデン サ回路である。簡略化するために、そのようなコンデンサ及びこれと組み合わさ れるスイッチはここでは華−の、２端子、切換コンデンサ素子として扱われる。

切換コンデンサ素子は貫通型切換コンデンサまたは対角線型切換コンデンサであ っても良い。「貫通型」という用語は、１つの切換相の間、短絡される２つの端 子を持つ切換コンデンサを指すものと理解されたい。短絡は例えば、同時に切換 えて、ここでは交流または信号アースを考えられる基準電位に接続することによ って行なわれる。第２の切換相の間、コンデンサの両端子とも共鳴器回路１０２ 内に接続される。「対角線型」という用語は連続する切換相の間、信号アースに 対して交互に接続される２つの端子を持つ切換コンデンサを指すものと理解され たい。

切換コンデンサのスイッチ動作は典型的には電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）デ バイスを用いて当業者には良く知られたやり方で行なわれる。したがって、これ らは図中では単に記号として表現されているだけで具体的な構造は記述されない 。

発振器１００のスイッチは単極、双投型のブレーク−ビフォア−メータ（ｂｅａ ｋ−ｂｅｆｏｒｅ−ｍａｋｅ）スイッチであり・２つの可能な切換状態のうちの １つが、端子間の伝導路を示す短い線路による記号で表わされている。これらの スイッチは一対の、適切にタイミングをとった重複しないパルス列φ、及びφ２ によって動作される。このパルス列は同期してスイッチの伝導状態を変えて所望 のスイッチング動作を行なわせる。パルス列φ１、φ２は、これらが制御してい るそれぞれのスイッチが同時には閉状態にならない時には重複しないと考えられ る。しかし、同時に開状態になっても良い。

第１図の発振器１００はφ１切換相の状態で示されている。

φ２切換相の状態ではパルス列φ１、φ２の対で動作される全スイッチは、矢印 記号を他の端子に回転させて表わされるような唯一可能な他の位置に移動する。

共鳴器回路１０２は非切換コンデンサＢ、Ｄ及びＥと貫通型切換コンデンサＣと 対角線型切換コンデンサＡとヲ含ム。

共鳴器回路１０２は反転入力端子１０８、非反転入力端子１１０及び出力端子１ １２を有する第１演算増幅器１０６を含む。さらに共鳴器回路１０２は反転入力 端子１１６、非反転入力端子１１８及び出力端子１２０を有する第２演算増幅器 １１４を含む。第１演算増幅器１０６の出力端子１１２は対角線切換コンデンサ Ａを介して第２演算増幅器１１４の反転入力端子１１６Ｌこ接続されている。第 ２演算増幅器１１４の出力端子１２０は貫通型切換帰還コンデンサＣを介して第 １増幅器１０６の反転入力端子１１（１ｇ　！、：。

接続されている。第２増幅器］１４の出力端子１２０↓まさらＬこ非切換減衰コ ンデンサＥを介して直接に第１増幅器１ｆｌＳの反転入力端子１０８に接続され ている。第１及び第２増幅！１０１１５．１１４の非反転入力端子１１０．１１ ８は信号アースシニ接続されている。第１増幅器１０６は局部的帰還コンデンサ Ｄを備えて右り、これが出力端子１１２を反転入力端子１０Ｂに接値している。

第２増幅器１１４は局所的帰還コンデンサＢを備え？右りへこれが出力端子１２ ０を反転入力端子１１６に接続してｌＴ）る。

帰還制御回路１０４は、第１増幅器１０６の出力馬子１１２に接続された非反転 入力端子１２４と信号アースに接続された反転入力端子１２６とを有するコンパ レータ１２２の形をとる飽和可能ゲイン帰還素子を含む。ここで使用される「飽 和可璧ゲイン素子」という用語は通常の動作状態ではほとんどの時ａ自己の最大 出力に留まる素子を指す。それは一般的には演算ｆ１＠器、コンパレータ、その 他の大ゲインデバイスである。このようなデバイスはまた、正弦波信号を有用な 論理信号に変換する能力を持つと考えられる。コンパレータ１２２の出力端子１ ２８は対角線型切換コンデンサＨを介して第１増幅器１０６の反転入力端子１１ ０８Ｌこ結合されており１、この反転入力端子１０８が共鳴器ＷＪ酪ｘ０２の信 号人力ノードである。

発振器１００の出力ノードは信号電圧■、を有する、第１増幅器１０６の出力端 子１１２と信号電圧■２を有する、第２増幅器１１４の出力端子１２０である。

高調波成分がより少ないので信号電圧■２の方が一般には好ましい。信号電圧Ｖ 、と■２との間には９０°の位相差があるので両者を周知の様々なやり方で組み 合わされて移相キー信号（ｐｈａｓｅ　５ｈｉｆｔ　ｋｅｙｅｄ　ｓｉｇｎａｌ ）を発生させることか可能である。

共鳴器回路１０２は実際は基本切換コンデンサ・バイクオド（ｂｉｑｕａｄ）で ある。ここで使用される「バイクオドＪ　（ｂｉｑｕａｄ）という用語は第２の 順の転送機能を有する回路を意味する。このような回路の一例が例えば、ボール ・イー・フライシャー（ＰａｕｌＥ、Ｆｌｅｉｓｃｈｅｒ　）とケネス・アール ・レイカー（Ｋｅｎｎｅｔｈ　Ｒ，Ｌａｋｅｒ）に対して１９８２年２月９日に 付与され、本譲受人に譲渡された米国特許第４，３１５，２２７号に開示されて いる。２つの増幅器１０６及び１１４は、それぞれの帰還コンデンサＤ及びＢ、 さらに切換コンデンサＡ及びＣと共に基本４次（ｂｉｑｕａｄｒａｔｉｃ　）ル ープを構成する。もしも非切換コンデンサＥと切換コンデンサＨがないとすれば 、共鳴器回路１０２は減衰しないであろうし、そのために発振するかしないかの 限界にあるであろう。実用の際現実に発振するかどうかは容易には決められない 。図示のように非切換コンデンサＥがさらに接続されている場合は、それは回路 内で減衰手段として動作する。したがって、（コンデンサＨがなお未接続のまま であるとして）安定（即ち非発振）回路が得られる。

帰還制御回路１０４が図のように接続されている場合は、回路１０４は負の減衰 を与え、そのために不安定な効果を生じる。コンパレータ１２２のゲインが大き いために結果として反転入力端子１０８において非切換コンデンサＥの安定化効 果を打ち消すのに充分な大きさの振幅を持つ信号が発生する。

さらにこれを説明すると、信号電圧Ｖ１が小さい時、コンパレータ１２２のゲイ ンは大きいから、切換コンデンサＨを経由する帰還の実効値を実質約６こ大きく するよう作用する。従ってこの実効値はコンパレータ１２２のゲインに比例する ようシニなる。こうして不安定な効果を生し、Ｈと已に対して適切な容量を選択 すれば発振器１００は発振し始める。正弦波信号が大きくなるとコンパレータの 実効ゲイン従って切換コンデンサＨを経由する帰還の実効値がしだいに減少する 。そうすると不安定効果が機少し、正弦波電圧Ｖ１が発振の安定レヘルを維持す るのにちょうど充分な大きさになる平衡状態が生じる。即ち、非切換コンデンサ Ｅと切換コンデンサＨの効果は双投される。

コンパレータ１２２により発振の制御が改善される。コンパレータ１２２がなけ れば発振器１００は対角線型切換コンデンサＨが充分に大きいために依然として 発振することになろう、しかし出力ｖ２の振幅は増幅器１０６及び１１４の少く とも１つの飽和によって生じる非線型効果に依存するであろうから、その制御は 非常に程度の低いものとなるであろう。加えて発振器１００の出力波形にはかな りの量の高調波成分が含まれるであろう。最後に、発振周波数を前もって正確に 決定することはできない。

コンパレータ１２２は帰還制御回路１０４内で非線型帰還素子として作用し、第 １増幅器１０６の反転入力端子１０８における共鳴器回路１０２への入力はコン パレータ１２２の飽和によって完全に決められることは明らかである。つまり、 切換コンデンサＨは第１増幅器１０６の出力端子１１２からコンパレータ１２２ の非反転入力端子１２４に帰還される信号ｖ１内に存在する周波数の方形波によ りコンパレータ１２２の出力１２８で駆動される。

方形波振幅は増幅器１０６の出力端子１１２における信号電圧■１の正弦ｔｉ− 振幅に関係なくコンパレータ１２２の飽和レヘルによって完全に決められる。こ の見地からすれば、発振器１００は以下のように設計された切換コンデンサ・バ イクオドとみなすこ和しヘルよりもずっと低い。結果として、増幅器１ｏ６及び １１４のどちらか１つの出力における唯一の高調波は反転入力端子１０Ｂにおい て第１増幅器１０６に入力する方形波の高調波に由来するものである。

コンパレータ１２２を経由する帰還は発振器１００の共鳴周波数をコンデンサ素 子Ｅ及びＨの値として無関係にする効果を有する。非切換コンデンサＥの唯一の 目的は共鳴器１０２に対して減衰を与えることであるから共鳴器は高いＱを有す るように選択することができる。共鳴器の“Ｑ″は当業者には一般的に帯域幅に 対する共鳴周波数の比と理解される。より高いＱはより少ない減衰を意味する。

基本出力は出方端子１１２が１２０において因子Ｑによって強められるので、さ らに高調波に対する応答は端子１１２か１２０においてオクターブ毎にそれぞれ ６または１２ｄＢで落ちるので、共鳴器が高いＱを持つように設計することによ り非常に低い高調波歪みが得られる。

±１ 第２図は電源電圧変動を排除し、これにより出力信号振幅の制御を改善する発振 器１３０を示す。第１閏の発振器１ｏｏの素子と対応する発振器１゛３０の素子 は同じ参照記号で示されている。

発振器１３０は第１図の発振器１００とは、帰還制御回路１３１が電圧振幅制御 回路１３２を含む点が異なる。この制御回路１３２はコンパレーク１２２の出力 １２８によって制御され、切換コンデンサＨに接続されている。コンパレータ１ ２２の出力１２８はインバーター３４に接続され、インバータ１３４は他のイン バータ１３６に接続されている。これらインバーター３４及び１３６はディジタ ル論理制御信号Ｘ及びＸをそれぞれ発生し、振幅制御電圧回路１３２のスイッチ １３８を動作させる。スイッチ１３８は切換コンデンサＨを信号Ｘ及びＸに応答 してそれぞれ振幅制御電圧＋ＶＡ及び−■９の一方または他方に接続する。

発振器１３０の動作は、切換コンデンサＨに入力する方形波の振幅が振幅制御電 圧−Ｖ９、−ＶＡによって正確に形成され得る点を除けば発振器１００の動作と 同様である。その結果、発振器１３０の出力振幅を正確に制御することが可能で ある。このことは、一般に知られている切換コンデンサ・フィルタの特性である 正確な周波数安定性及び先に記述した極めて低い高調波歪みと相まって、特に有 用な発振器をもたらす。発振器の共鳴器回路１０２への入力電圧はコンパレータ １２２の出力信号振幅に直接には応動しないが、その代わり、振幅側′ａ電圧＋ Ｖ、　、−ＶＡによって決められる。従って、発振器１３０の出力電圧振幅は電 源電圧の変動の影響を実質的に受けない。さらに、振幅側２１０電圧＋Ｖ、、− Ｖ、は製造上の変動を補償するように調整することができ、こうして所望の出力 レベルが得られるようになる。

炭１ 第３図は帰還制御回路１４１を備えた発振器１４０を示す。この回路１４１は第 ２０の発振器１３０の利点に、ただ１つの振幅制御電圧＋■、のみを必要とする 振幅制御電圧回路１４２を加えるよう設計されている。第２図の発振器１３０の 素子に対応する発振器１４０の素子は同じ参照記号で示されている。

振幅制御電圧回路１４２はスイッチ１４４．１４６の並列回路である。１つのス イッチ１４４は切換コンデンサＨをφ２相の量制御信号Ｘ及びＸに応動してそれ ぞれ振幅制御電位子ｖＡまたは信号アースのどちらかに選択的に接続する。２番 めのスイッチ１４６は切換コンデンサＨをφ１相の間、制御信号Ｘ及びＸに応動 してそれぞれ信号アースまたは振幅側’４Ｂ　Ｎ位十ＶＡのどちらかに選択的に 接続する。このように構成すると、１つの振幅制御電圧＋ｖヶを、発振器１３０ には必要な＋Ｖ、及び−■、の代わりに有効的に使用することができる。制御信 号Ｘに応答して振幅制御電圧子■、は第２圀の発振器１３０の場合と同じやり方 で切換コンデンサＨに接続される。一方、制御信号Ｘに応動して振幅制御電圧＋ ＶＡはアース電位と入れ替わる。この結果演算増幅器１０６の入力端子１０８に 電荷が注入されることになる。この電荷は発振器１３０において制御信号Ｘに応 動して−ＶＡ電源から注入される電荷と量及び極性が同一である。別個の一■Ａ 電源に必要な条件を排除すると以下の点で有利である。即ち、第２図の発振器１ ３０の場合のように２つの振幅側′ａ電圧＋ＶＡ、−ＶＡを用いると、その両者 の振幅は極めて近い値に互いに追随しなくてはならない。さらに、単一の振幅制 御電圧＋ｖＡは、出力信号の振幅を変調することが望まれる場合には周知のやり 方で容易に変８月することができる。

発振器１４０はまた起動回路１４７を備えている。起動回路１４７は第１演算増 幅器１０６の出力１１２と反転入力１０８との間の帰還として２つのスイッチ１ ５０．１５１と直列に接続された一対の起動帰還コンデンサ１４８．１４９を含 んでいる。コンデンサ１４８．１４９の共通ノート１５２はまたＮチャ茅ル、エ ンハンスメント型電界効果トランジスタ１５４のドレインに接続されている。ト ランジスタ】５４のソースは信号アースに接続されている。トランジスタ１５４ のゲートは非切換コンデンサ１５６の片側に接続され、このコンデンサの他の片 側は信号アースに接続されている。コンデンサ１５６の該片側はまたヘッド同士 を結ばれた一対のダイオード１５８．１６０の共通ノードに接続されている。ダ イオード１５８の他の側は、片側をインバータ１３６のＸ出力に接続された非切 換コンデンサ１６２と、片側を信号アースに接続されたダイオード１６４との共 通ノードに接続されている。ダイオード１６０の他の側は、片側をインバータ１ ３４のＸ出力に接続された非切換コンデンサ１６６と、片側を信号アースに接続 されたダイオード１６８との共通ノートに接続されている。

第３図から次の事は明らかである。即ち、発振しない状態では制御信号Ｘ及びＸ は一定であり、従って、ダイオード１５８．１６０．１６４及び１６８を介して の小さいがゼロではない漏れのために、トランジスタ１５４のゲートは信号アー ス電位に近くなる。そうするとトランジスタ１５４のドレイン−ソース間伝導路 は非導通状態にとどまり、これによってコンデンサ１４８．１４９の共通ノード １５２は信号アースから切り離され、これらを介する帰還路が付勢される。この 帰還路が存在すると共鳴器回路１０２を充分に不安定にして発振を起こさせる。

発振が起きるとすぐに制御信号Ｘ及びＸは方形波になる。この結果、ダイオード １５８．１６０．１６４及び］６８の回路及びコンデンサ１６２．１６６を経由 してコンデンサ１５６に電荷が転送される。そのた目にトランジスタ１５４のゲ ート電圧か充分に上昇してこのトランジスタは導通状態になる。これにより、ダ イオード１４８．１４９の共通ノート１５２は信号アースに導かれ、これらを介 する帰還路は切断される。そしてその結果起動回路１４２は起動機能を果たした 後切り離される。

第３図の発振器１４０の起動回路１４７は、そのような特徴か望ましいのであれ は第２図の発振器１３０内に含むこともできる。

ここで記述したような発振器にとって起動回路は一般に必要不可欠のものではな いことを理解さ孔たい。むしろ、全ての起動条件下での発振を確実にすることに よってそのような回路の信頼性を改善するだめの手段か必要とされる。

発振器１４０はまた、帰還制御回路１４１のコンパレータ１２２の出力１２８と インハーク１３４の入力との間のスイッチ１７０と、インバータ１３４とスイッ チ１７０との共通ノードを信号アースに接続する非切換コンデンサ１７２とを含 む。スイッチ１７０はφ２相の間閉じ、φ１相の間開く。φ１相の間帰還路をじ や断することにより、スイッチ１７０はφ１相の間、もしＸが与えられた時にス イッチ１４６を介して帰還路が継続して存在することによって生しる可能性のあ るディザ（ｄｉｔｈｅｒｉｎｇ　）を防く。しかしながら、そのようなディザは 実際にはほとんど生じそうにないのでスイッチ１７０は多分設ける必要はないと いうことを理解されたい。スイッチ１７０はまた、切換コンデンサＨを介して第 １増幅器１０６の反転入力端子１０８に入力する信号の不均等な遅延のために生 じるシック（ｊｉｔｔｅｒ）を減少するよう働（。

前記例１．２．３においては帰還制御回路１０４．１３１．１４１の非線型素子 はコンパレータ１２２であるが、もちろんその代わりに演算増幅器であっても良 い。

本発明の前述の例においては概略回路図はこの回路の動作の理解を容易にするや り方で接続されたスイッチとともに示されている。実際には個有の回路設計を行 なえば、よく知られたやり方でスイッチを共有することにより簡略化して全スイ ッチ数を截ミすことができるであろう。そのような共有法は例えば前述の米国特 許４，３１５．２２７号に記載されている。

前述の発振器１００．１３０．１４０は２つの切換釦を有する型の切換コンデン サ回路であるが３つあるいはそれ以上の相を有する回路であっても良い。

発振器１００．１３０．１４０のどの１つにとっても、非切換減衰コンデンサの 機能は出力端子１２０と第２演算増幅器１］４の反転入力端子１１６との間に接 続された貫通型切換コンデンサＦによって果たすようにすることもできる。この ようなコンデンサＦを有する共鳴器回路は例えば前述の米国特許に記載されてい る。

対角線型切換コンデンサＨはもっと複雑な構成で置き換えることができる。その 構成では反転入力端子１０８における入力は振幅制御電圧とは大きさが異なるが あらかじめ定めた対応関係を持つ。

前述の帰還制御回路１０４．１３１．１４１はそれぞれ、飽和可能素子としてコ ンパレータ１２２を用いていて、このコンパレークはまたゲインを有している。

しかし該飽和可能素子はゲインを与える必要はない。

共鳴器回路の共鳴周波数に影響を与える該回路の１つまたはそれ以上のパラメー タを適切に変調することにより、前述の発振器からＦＭ（周波数変調）信号が得 られる。

国際調査報告

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １．少くとも１つの信号人力ノード（１０８）と少くとも１つの信号出力ノード （１１２）とを有し、少くとも１つの増幅器（１０６）を含む切換コンデンサ減 衰共鳴器回路（１０２）と、前記出力ノートのうちの１つを前記入力ノートのう ちの１つに結合させる切換コンデンサ非線型帰還制御回路（１０４）とを有し、 前記帰還制御回路は前記共鳴器回路（１０２）への帰還信号の波形に影響を与え るための飽和可能デバイス（１２２）を含むことを特徴とする発振器。 ２、請求の範囲第１項記載の発振器において、前記飽和可能デバイスはコンパレ ータ（１２２）であることを特徴とする発振器。 ３、請求の範囲第１項記載の発振器において、前記共＋ｊ％器回路（１０２）の 前記入力ノードの１つ（１０Ｂ）と前記出力ノードの１つ（１１２）との間に接 続された共鳴器起動手段（１４７）により特徴づけられる発振器。 ４、請求の範囲第３項記載の発振器において、前記起動手段（１４７）は、 前記共鳴器の前記入力ノードの１つ（１０Ｂ）を前記出力ノードの１つ（１１２ ）に接続する帰還路（１４８−１５２）と、前記共鳴器回路が発振を始めた時前 記帰還路を消勢するための手段（１５４，１５６，１５８，１６０，１６２，１ ６４，１６６） とを含むことを特徴とする発振器。 ５、請求の範囲第４項記載の発振器において、前記帰還路は直列に接続された一 対の起動帰還コンデンサ（１４８，１４つ）を含み、前記消勢手段（１５４−１ ６８）は前記共鳴器回路が発振している前記起動帰還コンデンサの前記共通ノー ド（１５２）を信号アースに接続し、前記共鳴器回路が発振していない時は前記 共通ノードを信号アースから切り離すように設けられていることを特徴とする発 振器。 ６、請求の範囲第５項記載の発振器において、前記消勢手段は前記起動帰還コン デンサ（１４８，１４９）の前記共通ノード（１５２）と信号アースとの間に接 続されたスイッチ手段（１５４）を含み、このスイッチ手段は前記非線型正帰還 回路に信号が存在することによって付勢されて閉状態になることを特徴とする発 振器。 ７、請求の範囲第６項記載の発振器において、前記スイッチ手段は、片側をアー スに接続され反対側をダイオード回路（１５８−１６８）を介して前記非線型正 帰還回路（１２２，１７０，１７２−第３図）に接続されたダイオード（１５６ ）にゲート電極を接続された電界効果トランジスタ（１５，４）を含み、その結 果、前記非線型正帰還回路に信号が存在する時荷電されるようになることを特徴 とする発振器。 ８、請求の範囲第１項記載の発振器において、前記共鳴器回路（１０２）は、 それぞれ反転入力端子（１０８，１１６）、非反転入力端子（１１０，１１８） 及び出力端子（１１２，１２０）を有する第１（１０６）及び第２（１１４）の 演算増幅器と；前記第１増幅器（１０６）の前記出力ポート（１１２）を前記第 ２増幅器（１１４）の前記反転入力端子（１１６）に接続する対角線型切換コン デンサ（Ａ）と； 前記第１増幅器（１０６）の前記出力ポート（１１２）と前記第１増幅器の反転 入力端子（１０８）との間に接続された非切換帰還コンデンサ（Ｄ）と； 前記第２増幅器（１１４）の前記出力端子（１２０）と前記第２増幅器（１１４ ）の前記反転入力端子（１１６）との間に接続された非切換帰還コンデンサ（Ｂ ）と；前記第２増幅器の前記出力端子（１２０）と前記第１増幅器の前記反転入 力端子（１０８）との間に接続された貫通型切換コンデンサ（Ｃ）及び減衰手段 （Ｅ）と； を含むことを特徴とする発振器。 ９、請求の範囲第８項記載の発振器において、前記減衰手段は前記第２増幅器（ １１４）の前記出力端子（１２０）と前記第１増幅器の前記入力端子（１０８） との間に接続された非切換コンデンサ（Ｅ）を含むことを特徴とする発振器。 １０、請求の範囲第１項記載の発振器において、前記非線型帰還回路（１０４） は、前記出力ノードの１つ（１１２）における信号の極性を検出し、それに応し て、前記出力ノード（１２０）信号の極性に対するあらかじめ定められた対応関 係を有する極性を持つ入力信号を前記共鳴器入力ノードの１つにおいて発生する ための手段を含むことを特徴とする発振器。 １１、請求の範囲第１０項記載の発振器において、前記検出手段は少くとも１つ のコンパレータ（１２２）を含み、このコンパレータは前記出力ノード信号の極 性に応動して制御信号（Ｘ、Ｘ）・を発生し、振幅制御電圧の大きさに対してあ らかじめ定められた対応関係を有する大きさの共鳴器入力ノード信号（＋ＶＡ　 、−ＶＡ　）を形成することを特徴とする発振器。 １２、請求の範囲第１１項記載の発振器において、前記振幅制御電圧（＋ＶＡ） の振幅を変調するための手段にょ１６　”−−一−−″−−−− り特徴付けられる発振器。 １３、請求の範囲第１１項記載の発振器において、前記共鳴器回路の発振周波数 を変調するだめの手段により特徴付けられる発振器。 １４、請求の範囲第１３項記載の発振器において、前記変調手段は前記発振器の 切換コンデンサが切換えられる周波数を変調することを特徴とする発振器。 １５、請求の範囲第１３項記載の発振器において、前記変調手段は前記共鳴器回 路における少くとも１つのコンデンサの大きさを変調することを特徴とする発振 器。