JPS605773A

JPS605773A - Ｄｃ−ｄｃコンバ−タ

Info

Publication number: JPS605773A
Application number: JP58111603A
Authority: JP
Inventors: Makoto Goto; 誠後藤
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1983-06-20
Filing date: 1983-06-20
Publication date: 1985-01-12
Also published as: JPH0132752B2

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】産業上の利用分野本発明は、基準電圧に対応した所定の直流電圧を出力す
るＤＣ−ＤＣコンバータに関するものである。

従来例の構成とその問題点ＤＣ−ＤＣコンバータは、パルス的に動作するスイッチ
ングトランジスタとその出力パルス電圧を平滑する平滑
部の動作により、入力直流電源の電圧値と異なる所定の
直流電圧を効率良（作り出し、負荷部（電子回路）に電
源電圧として供給している。従来のＤＣ−ＤＣコンバー
タでは、スイッチングトランジスタのオン時のベース電
流は一定にされている。すなわち、負荷部への最大供給
電流ＩＯｍａｘを想定し、Ｉｏｍａｘを出力できるよう
に十分大きなベース電流をスイッチングトランジスタに
供給するようにしていた。一方、負荷部での必要電流１
ｏは、その動作状態によって変化し、通常は最大供給電
流Ｉｏｍａｘよりもかなり小さい（約１／２〜’／１ｏ
ｇ度）。その結果、スイッチングトランジスタのベース
に過剰な電流が供給され、次のような問題を生じていた
。

（１）電力損失が多くなり、変換効率の低下をきたして
いた。

（２）　スイッチングトランジスタのベースでの蓄積電
荷量が多くなり、蓄積時間・立下り時間が大キ＜なｌ）
、ＤＣ−ＤＣコンバータのパルス周波数が高くできなか
った。

マス、（１）！こついて説明すれば、最大供給電流を１
ｏｍａｘ　＝　２．５１Ａとし、スイッチングトランジ
スタの直流増幅度の最悪値ｈｐＥｍｉｎ　＝　２５　と
すると、ベース電流としてＩＢ＝２．５／１５　＝　１
００ｍＡより大きな電流を供給しなければならない。こ
のようなりＣ−ＤＣコンバータの使用状態の負荷電流と
してＩｏ＝０．５Ａシか必要としていなければ、Ｉ　Ｌ
　＝　（２，５−０，５）／２５　＝　８０ｍＡ相当の
ベース電流が過剰となる。入力側の直流電源の電圧をＶ
Ｓ”１５Ｖとすると、ＰＳ−Ｖｃ、４ｔ、＝１．２Ｗ相
当の損失が生じていることになる（実際には、スイッチ
ングトランジスタのオン時間比率を掛ける必要がある）
。その結果、　ＤＣ−ＤＣコンノ＜−夕の効率が低下し
ていた。

次に、（２）について説明すると、スイッチングトラン
ジスタがオン状態（飽和）からオフ　状態！７１　カわ
るときには、ベースに蓄積された電荷がなくなるまでス
イッチングトランジスタはオン状態を保持し゛でいる。

この時間は蓄積時間と呼ばれて（Ａる。

蓄積時間はベースの蓄積電荷を放電するため【こ要する
時間であり、過剰なベース電流によって大幅に増加する
傾向がある。蓄積時間が太き（１）場合【こは、スイッ
チングトランジスタの７ｓｌｌルス周波数力≦制限され
、十分高い周波数にすることができな０〔パルス周波数
が高くてその周期が蓄積時間に近づくと、スイッチング
トランジスタのオン時間比率を小さくできな（なり、出
力電圧を希望値に制御できなくなる）。パルス周波が低
くなると、平滑用のインダクタンス素子やコンデンサの
容量を大きくする必要があり、それらの形状が大きくな
る。すなわち、　ＤＣ−ＤＣコンバータの外形が大きく
なり好ましくない。また、蓄積時間が大きい場合には、
立下り時間（出力電流が所定値の９０％から１０％にな
る時間）も大きく、スイッチングトランジスタのスイッ
チングに伴うコレクタ損失も太きし）。

発明の目的本発明は、そのような点を改良し、スイッチングトラン
ジスタのベース電流損失が小さく、高速スイッチング動
作させるようにしたＤＣ−ＤＣコンノく一タを提供する
ことを目的とするものである。

発明の構成上記目的を達成するために、本発明は直流電源と、前記
直流１［から負荷部への電力供給路を）（ルス的に断続
させるスイッチングトランジスタと、前記スイッチング
トランジスタによるパルス電圧を平滑して前記負荷部に
直流電圧を供給する平滑手段と、前記負荷部への供給電
圧を検出する電圧検出手段と、基準電圧を得る基準電圧
発生手段と。

前記電圧検出手段の出力と前記基準電圧発生手段の出力
の差に応じたオン時間比率の高周波パルス信号を得るパ
ルス信号発生手段と１曲記パルス信号発生手段の出力パ
ルスに応動して前記スイッチングトランジスタをオン・
オフ動作させるパルス制御手段とを具（Ｇｊ？　Ｌ、前
記パルス制御手段は、前記負荷部に供給される直流電流
を検出する電流検出手段と、前記電流検出手段の出力に
応動するピーク値を持ち前記パルス信号発生手段の出力
パルスに応動する電流パルスを得るパルス供給手段を含
んで構成され、前記パルス供給手段の電流パルスを前記
スイッチングトランジスタの制御電流として供給するよ
うに構成したものである。

また、上記目的を達成するために、本発明は直流電源と
、前記直流電源から負荷部への電力供給路をパルス的に
断続させるスイッチングトランジスタと、前記スイッチ
ングトランジスタによるパルス電圧を平滑して前記負荷
部に直流電圧を供給する平滑手段と、前記負荷部への供
給電圧を検出する電圧検出手段と、基準電圧を得る基ｒ
（←電圧発生手段と、ｍ配電圧検出手段の出方と前記基
準電圧発生手段の出力の差に応じたオン時間比率の高周
波パルス信号を得るパルス信号発生手段と、前記高周波
パルス信号に応じて前記スイッチングトランジスタをオ
ン・オフ動作させるパルス制御手段とを具備し、前記パ
ルス制御手段は、ｏｉＩ記スイスイツチングトランジス
タンとするパルス的なベース電流を供給する第１の手段
と、前記スイッチングトランジスタをオフとするときに
そのエミッタとベースの間に蓄積された電荷を放電する
第２の手段とを含んで構成され、前記第２の手段はａＣ
ｔ記スイスイツチングトランジスタミッタ側に共通接続
端を接続されかつベース側に出方端を接続されたカレン
トミラー回路を有しＳ　ｏｒｔ記第１の手段のパルス電
流と相補的なもしくは略相補的なパルス電流を前記第２
の手段のカレントミラー回路に入力するように構成した
ものである。

実施例の説明以下、本発明を図示の実施例にもとづいて説明する。第
１図は本発明の実施例を表わす構成図である。第１図に
おいて、スイッチングトランジスタ（６）は高周波パル
ス信号（約１００ＫＨ２）によってオン、オフ動作し、
直流電源Ｑｌ）　（Ｖ５＝１５Ｖ　）から負荷部（１）
への電力供給路をパルス的に断続させる。

このパルス電圧Ｖｉは、フリーホイールダイオード（ロ
）、インダクタンス素子（至）およびコンデンサ（ロ）
からなる平滑部−によって平滑され、スイッチングトラ
ンジスタ（ロ）のオン時間比率（オン°オフの１サイク
ルに占めるオン時間の割合）に比例した直流電圧に変換
され、負荷部員に供給される。負荷部（イ）への印加電
圧ｖｏは電圧検出部α◆にて検出される。電圧検出部Ｑ
４の出力電圧Ｖｄは、抵抗（至）（至）の値を等しいも
のとするとＶｄ−Ｖｏ　／　２　となる。一方、定電圧
ダイオード（ロ）、抵抗Ｃ！４（至）輪からなる基準・
電圧発生部（ハ）は、ダイオードに）によるツェナー電
圧を抵抗（２）（至）で分割した所定の基準電圧ｖｒを
出力する。検出電圧Ｖｄと基準電圧Ｖｒはパルス信号発
生部ａ・に入力され、その両者の差電圧に応じたパルス
幅の高周波パルス信号Ａを得ている。

第２図にパルス信号発生部Ｏ・の具体的な構成例を示す
。ＶｒとＶｄは差動増幅器−に入力され、ＩＩｔｉ１者
の差を所定利得の増幅をする。発振器ぐ）は約１００Ｋ
Ｈ２の鋸歯状波りを発振し、この鋸歯状波りと差動増幅
器−の増幅出力Ｅはコンパレータ（ハ）によって比較さ
れ、高周波パルス信号Ａを作り出している。すなわち、
高周波パルス信号Ａの周波数は発振器θ◆の発振周波数
（約１００ＫＨｚ）によって決まり、パルス幅は差電圧
Ｖｒ−Ｖｄ　によって決まっている。

パルス信号発生部Ｏ・の出力パルス信号Ａはパルス制御
部（ロ）に入力され、スイッチングトランジスタ（ロ）
をオン・オフ制御する電流パルスＣを得ている。パルス
制御部Ｑ′ｈでは、負荷部（ホ）に供給される直流電流
１．を電流検出部（ト）によって検出し、その出力Ｂに
応じたピーク値の電流パルス信号Ｃをパルス供給部（１
１によって作り出し、スイッチングトランジスタ（６）
のベースに供給するようにしてｔＩゝる。

第８図に電かε検出部（ト）の具体的な構成例を示す。

電流路に直列に挿入された抵抗−の電圧降下としてｌ。

を検出し、トランジスタ彰４と定電流姉−からなる第１
のエミッタフォロワと、トランジスタ（財）と抵抗−（
スイッチｉ５？ｌがオンのときには抵抗端も加わる）か
らなる第２のエミッタフォロワをこよって電流１１に置
換している。すなわち、トランジスタ６２と（財）のベ
ース・エミッタ間電圧ＶＢＥは相殺され、ｉ１＝　ｋｔ　、Ｉｏ　−（１）Ｒ５１・・・（２〕ｋ１″″　Ｒｓｓとなっている（スイ゛ンチ鋪がオフの時ン。ここ薯ζＲ
ｓ１．　Ｒｓｓは抵抗優りと−の抵抗値であり１通′ｈ
号、Ｒｓｓ≧１００・Ｒ５１として電流１１がＩＯより
も十分１こ小さくなるようにしている。ここでは、Ｒｓ
ｔ＝０．１Ω。

Ｒ５５＝　２５０Ωとおき、ｉ１＝　Ｉ（１／２５００
　Ｇこしてｔ、）る。・１区流ｉｓはトランジスター■
によるカレントミラー【こよって反−された後に、定電
流源−の電流Ｉ２と力１１算さｒｔ、出力信号Ｂとなっ
てｔ）る。すなわち、Ｂ＝ｉ１＋Ｉ２　・・・（３）となっている。ここではｈ　Ｉ２−０．０５ｍＡ　にし
ている。

第４図にパルス供給部ａすの具体的な構成例を示す。パ
ルス信号Ａが“Ｌ“（約ＯＶ）のときには。

トランジスタ（７日がオフとなる。ダイオードＵＳ　９
＜、トランジスタｆｆｌ　ｆ７Ｑ　、抵抗（ハ）（至）
はカレントミラー回路を構成し、電流検出部（ト）の出
力電流Ｂを所定利得に２倍した電流Ｃを出力する〔トラ
ンジスタ（至）のエミッタ面積を天き（しておけば、利
得に２は抵抗Ｑηとσ槌の比によって定まり、ここでは
ｋｚ＝　１００にしている）。パルス信号Ａが“Ｈ“〔
約Ｖｓに等しい）のときには、上記カレントミラー回路
の出力電流Ｃは零となる。すなわち、パルス信号Ａに応
じた電流パルスＣはに２・Ｂ（Ａ＝Ｌ）Ｃ＝ｔＯＣＡ＝Ｈ）　・・・（４）となる。

電流パルスＣはスイッチングトランジスタ（６）のベー
ス電流となり、スイッチングトランジスタ（２）をオン
・オフ動作する。

次に、第１図の実施例の電圧制御動作につ０て説明する
。スイッチングトランジスタ＠がオンことなると直流電
源（ｌ］）の電圧Ｖｓ（１５Ｖ）が出力されＣＶｉ中Ｖ
ｓ）、インダクタンス素子曽を介して負荷部員に電力を
供給する。スイ゛ンチングトランジスタυがオフになる
とフリーホイールダイオードに）が導通し、インダクタ
ンス素子曽に蓄えられたエネルギーを負荷部員に供給す
る。その結果、平滑部ａ罎のダイオード（至）、インダ
クタンス素子神、コンデンサ（ロ）によって平滑され、
負荷部員への印加［圧Ｖｏはスイッチングトランジスタ
（２）のオン時間比率に対応した値となる。

負荷部曽の電圧ｖＯは電圧検出部α→によって検出され
、その検出電圧Ｖｄは基準電圧発生部（へ）の基準電圧
Ｖｒと比較され、その両者の差電圧督こ応じたノ（ルス
幅の高周波パルス信号Ａを）（ルス信号発生部ＣＩ・に
より作り出し、パルス制御部ａ’ｔｔを介してスイッチ
ングトランジスタ（２）のオン時間比率を制御するよう
にしている。その結果、スイッチングトランジスタ（２
）、平滑部（転）、電圧検出部０４　、パルス信号発生
部ＣＩ［９およびパルス制御部Ｑ？）によって電圧帰還
ループが構成され、検出電圧Ｖｄが基準電圧Ｖｒと一致
するように制御がかかる。すなわち、負荷部（１）の印
加電圧Ｖｏは所定の値（ここでは５Ｖ）に制御される。

次に１本実施例のベース電流損失の低減効果について説
明する。Ｉｏｍａｘ　ｓｓ　２．５Ａ　、　ｈＦＥｍｉ
　Ｈ＝　２５　とすると、スイッチングトランジスタ（
ロ）のベース電流として１００ｍＡが必要であり、負荷
電流に無関係にベース電流として１００ｍＡを供給する
と、Ｉｏ”０．５Ａのときに８０ｍＡ相当のベース電流
損失が生じることは、すでに説明した。本実施例では、
パルス制御部（１７）の電流検出部（ト）とパルス供給
部ａｎの動作によって、スイッチングトランジスタ（６
）のオン時のベース電流を負荷部（７）への供給電流Ｉ
ｏに応動（比例）シて変化させ、ＩＯが大きい時に大き
くし、ＩＯが小さい時に小さくしている。従ってｂ　１
０が小さい時のベース電流損失は大幅に低減されている
。

たとえば、　Ｉ、＝　０．５Ａのときにはｉｔ＝　０．
２ｍＡ　ｂ　Ｂ　＝ｉｌ　＋　Ｉ２　＝　０．２５ｍＡ
であるから、Ｃ＝　Ｒ２・Ｂ＝２５ｍＡとなっている。

その結果、（１００−２５）＝７５ｍＡ相当のベース電
流損失が軽減されている。これは、オン時間比率をＶｏ
　／Ｖｓ　−”／Ｂ　とすると、１５ＶＸ０．０７５Ａ
Ｘ１／３　＝　０．８７５　Ｗに相当する。ここで、電
流検出用の抵抗Ｅｌｌの値はＲ５１＝０．１Ωと十分に
小さいために、その損失はｏ、１　ｘ　Ｏ，５２＝０．
０２５Ｗと小さい。このようなベース電流損失低減効果
は、負荷部（ホ）への電流ＩＯが小さい時に大きくなる
。従って、供給電流Ｉ０が大幅に変化する負荷に直流電
圧ｖＯを供給するときに、本実施例のごときＤＣ（）Ｃ
コンバータは極めて有効である。

また、本実施例のごとき構成にするならば、スイッチン
グトランジスタ＠のオン時のベース電流Ｃが負荷部（１
）への供給電流Ｉｏに比例して増減しているので、供給
電流ＩＯをＩｏｍａｘよりも大きくなす場合でも、スイ
ッチングトランジスタ■は正常にオン・オフ動作する。

なお、負荷部（４）の印加電圧ｖＯが零の状態よりＤＣ
−ＤＣコンバータの出力電圧が太き（なっていく場合に
は、スイッチングトランジスタ０掃の初期のベース電流
は定電流源−の１２に対応する値（Ｃ＝に２・Ｉ　２　
＝　５　ｍＡ）であり、スイッチングトランジスタ（２
）は完全なオンとならないが、負荷部（７）の印加電圧
Ｖｏが大きくなるにつれて電流ＩＯも大きくなり、電流
検出部（ト）の出力Ｂが大きくなり、ベース電流Ｃを大
きくシ、スイッチングトランジスタ（ｌは完全なオン・
オフ動作するようになり、負荷部ム目こ所定の電圧、電
流を供給するようになる。すなわち、過渡的に正帰還が
生じて負荷部（ホ）の印加電圧Ｖｏは急速に大きくなり
、すみやかに所定の値に落ちついていく。このような正
帰還動作を安定に作動させ、かつベース電流損失を小さ
くするためには、次のように設定することが望ましい。

■　負荷部（ホ）への供給電流ＩＯが零の場合にもスイ
ッチングトランジスタ（２）に所定の小さなベース電流
が供給されるようにするｃオンにする時）。

■　電流検出部（至）での供給電流Ｉｏから出力Ｂへの
変換利得ｋｌと、パルス供給部（１’）でのＢからスイ
ッチングトランジスタ（ロ）のベース電流Ｃへの伝達利
得に２と、スイッチングトランジスタ（ロ）の電流増幅
度ｈＦＥの総合積ｋｌ−に２・ｈＦＥを１にする。実際
にはスイッチングトランジスタ（ロ）の電流増幅度ｈＦ
Ｅが変動しやすいために、０．８≦に１・　Ｒ２・ｈＦＥ≦５　−・・（５）とす
ることが好ましい（ｋｌ−に２・ｈＦＥ　が小さすぎる
と、大電流動作時のスイッチングトランジスタ（ロ）が
十分にオンとならなくなり、電力損失が増大する。また
ｂ　ｋｌ・Ｒ２・ｈＦＥが大きすぎると、スイッチング
トランジスタ（ロ）に過剰なベース電流を供給すること
にならで、ベース電流損失の軽減効果が小さくなる。）
。

ｋｌ・ｌｏ　−ｈＦＥを１に極力近づけるために、前述
の実施例の電流検出部α力（第８図参照）では、スイッ
チ伸ηを設けている。すなわち、スイッチングトランジ
スタ（６）のｈＦＥが大きいときにはスイッチｆＩηを
オフにしてに１を小さくし、ｈＦＥが小さいときにはス
イッチ圀をオンにしてに１を大きくするように調整する
。

前述の実施例では、スイッチングトランジスタのベース
電流を必要値に近づけているために、ベース蓄積電荷量
が小さくなり、蓄積時間・立下り時間も小さくなってい
る。これらの時間をさらに小さくするために、従来は、
スイッチングトランジスタ的のベース・エミッタ間に抵
抗（ＩＫＱ程度）を接続していた。しかし、このような
構成では、オン時に余分な電流（０，７Ｖ／ＩＫΩ＝０
．７＋ｎＡ　）を供給する必要があると共に、抵抗によ
る蓄積時間・立下り時間の減少効果も十分とはいえなか
った。

これらの点を改善したパルス制御部ａ”ｔｒ内に設けら
れたパルス供給部αりの構成を第５図に示す。全体の構
成は第１図と同様であり、パルス信号発生部（ト）およ
び電流検出部（ト）は第２図および第８図に示した構成
と同一であり、その説明は省略する。

第５図のパルス供給部０す（パルス制御部αηに含まれ
る）は、スイッチングトランジスタ（財）をオンにする
電流パルスを供給するオン電流供給器（１０１）（第１
の手段に相当する）と、スイッチングトランジスタ（ロ
）をオフにする電流パルスを供給するオフ電流供給器（
１０２）　（第２の手段に相当する）によって構成され
ている。

パルス信号Ａが“Ｌ“の時にはトランジスタ（７匂と（
１１２）がオフとなり、オン電流供給器（１０１）が動
作してベース電流Ｃ＝ＩＢｌ”ｋ２・Ｂがスイッチング
トランジスタ（６）に供給され、スイッチングトランジ
スタ（２）はオンになる。このとき、オフ電流供給器（
１０２）の各トランジスタ（１１５）（１１７）（１１
８）はオフであり、その出力電流ＩＢ２は零である。

パルス信号Ａが“Ｈ″の時にはトランジスタｒＪａ（１
１２）がオンとなり、オン電流供給器（１０１）のカレ
ントミラー回路（ダイオード（ハ）＋７４１．）ランジ
スタｆｆ１１９　ｆｆｆ９　、抵抗ｆｆ７Ｈ７１１１１
）はオフとなり、電流ＩＢ１は零になる。抵抗（１２１
）、ダイオード（１２２）、トランジスタ（１２８）か
らなる定電流源は、カレントミラー回路のトランジスタ
（増四が高速でオンからオフに移行するようにしている
。その電流値は１ｍＡ程度であり、ＩＢｌよりも十分に
小さくしている。オフ電流供給器（１０２）のトランジ
スタ（１１２）がオンであるから、抵抗（１１８）（１
１４）（１１６）、トランジスタ（１１５）によって定
まる所定の電流ｉ３が施れる。

その値はｉ３＝　０．８ｍＡ程度である。電流ｉ３は、
トランジスタ（１１７）（１１８）、抵抗（１１９）（
１２０）からなるカレントミラー回路によって所定倍（
約１０倍）の増幅され、スイッチングトランジスタ（ロ
）のベースＧこオフ電流ｌＢｚ”ＪｍＡ　を供給する。

カレントミラー回路の出力側トランジスタ（１１８）の
エミッタ面積はダイオード接続されたトランジスタ（１
１７）のエミッタ面積の１０倍にし、抵抗（１１９）の
値は抵抗（１２０）の値の１０倍にし、その電流増幅度
を１０倍にしている（抵抗（１１９）は１００Ω、（１
２０）は１０Ωにして、そこでの電圧降下を小さくして
いる。実際には、抵抗（１１９）　（１２０）がなくて
もカレントミラーｂ　作を行なう）。カレントミラー回
路の共通接続端は、スイッチングトランジスタ（ロ）の
エミッタ側に接続し、出力トランジスタ（１１８）のコ
レクタ（出力端）をスイッチングトランジスタ（ロ）の
ベースに接続している。従って、オフ電流供給器（１０
２）の出力電流ＩＢｚにより、スイッチングトランジス
タ＠のエミッタとベースの間に蓄積された電荷を急速に
放電させ、蓄積時間・立下り時間が大幅に短かくなって
いる。実際には、オフ電流ＩＢ２は蓄積電荷の放電に伴
って減少してゆき、電荷がな（なるとＩＢ２＝０となる
。従って、オフ電流ＩＢ２を大きくしても、実質的な電
力損失は生じない。

高周波パルス信号Ａが“Ｈ“　／／Ｌ“　／／Ｈ“・・
・と変化するのに伴って、オン電流ＩＢ１とオフ電流Ｉ
Ｂ２は相補的または略相補的に発生し、スイッチングト
ランジスタ（２）を高速にオン・オフ動作させている。

この様な構成のオフ電流供給器（１０２）は、スイッチ
ングトランジスタ（６）のスイッチングを高速化する顕
著な効果があり、従来のＤＣ−ＤＣコンバータのように
オン電流供給器が一定の電流パルス（ＩＯに応動しない
）を供給している場合であっても。

大きな効果が得られるものである。

前述の実施例では、負荷部（ホ）への供給電流ＩＯに比
例するベース電流をスイッチングトランジスタ（６）に
供給しているために、たとえば負荷の短絡が生じた場合
には、過大な電流がスイッチングトランジスタ（２）に
流れ、スイッチングトランジスタ（６）の電流破壊や熱
破壊を生じる危険性がある。この点を改善したパルス制
御部αη内に設けられた電流検出部（至）の構成を第６
図に示す。全体の構成は第１図とほぼ同様であり、その
説明は省略する。第６図の電流検出部（ハ）は、負荷部
翰への供給電流Ｉ。

に比例する電流Ｂを出力する比例電流発生器（２０１）
と、電流ＩＯが所定値より大きくなると基準電圧発生部
（ト）の基準電圧Ｖｒを小さくするように動作する過電
流検出器（２０２）により構成されている。比例電流発
生器（２０１）は、第８図に示した電流検出部の構成と
同一であり、その動作も同じである。過電流検出器（２
０２）の定電流源（２１９）の電流Ｉ４と抵抗（２２１
）　（抵抗をＲ２２１とする）により所定電圧Ｉ４・Ｒ
２２１を作り出し、電流ＩＯによる電圧降下Ｒ５１・１
０と所定電圧ｒ＜ｕｌ−１４を差動トランジスタ（２１
４）と（２１５）によって比較している（トランジスタ
値４のベース・エミッタ電圧とダイオード（２２０’）
の順方向電圧は相殺される）。トランジスタ（２１４）
と（２１５）のコレクタ電流はトランジスタ（２１６）
と（２１７）のカレントミラーによって比較され、その
差に応じてトランジスタ（２１８）のベース電流が供給
され、電流増幅されて出力電流ｉ５になる。すなイつち
ｓ　Ｉｏｍａｘ＝（）山とお（とｂ　ＩＯ≦Ｉｏｍａｘ
のときには１５＝０　であり、ＩＯ＞　Ｉｏｍａｘのと
きにはｉ６が（ｌｏ−１，）ｍａｘ）に応動して増加す
る。過電流検出器（２０２）の出力電流ｉｂは、基準電
圧発生部（ト）の基準定圧ＶｒＯ点（第１図の抵抗（ハ
）とに）の接続点）に与えられている。従ってｓ　ＩＯ
が１．ｍａｘよりも大きくなると、基準電圧Ｖｒが小さ
くなってゆき、電圧帰還ループの動作により負荷部四へ
の印加電圧Ｖｏも小さくなる。その結果、負荷部（１）
への供給電流ＩＯが過大になることを防止している（た
とえば、負荷部（イ）が瞬間的に短絡されても、最大供
給電流はＩ６ｍａｘ程度に制限されている）。その結果
、スイッチングトランジスタ（６）の電流破壊や熱破壊
が防止される。

なお、前述の実施例では、鋸歯状波発振器を使用した固
定周波数のパルス幅父調型を例にとって説明したが、本
発明はそのような場合に限らず。

自動発振を利用する方式であっても良いことはいうまで
もない。また、降圧形のＤＣ−ＤＣコンバータに限らず
、昇圧形や逆電圧形またはトランスを利用するＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータであっても良く、本発明に含まれることは
いうまでもない。その他、本発明の主旨を変えずして種
々の裂・形が可能である。

発明の効呆以上本発明のＤＣ−ＤＣコンバータは、スイッチングト
ランジスタのベース電流損失を＆　１Ｊｔ２し、かつス
イッチングトランジスタの蓄積時間・立下り時間も短か
くしている。従って、本発明にもとづいて、計測機器や
エレクトロメカ様器の直流ｍ圧踪用のＤＣ−ＤＣコンバ
ータを構成するならば、小形・高効率・省電力の電力供
給源となる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の実施例を表わす１ｐＹ成図、第２図は
パルス信号発生部（ｌｆ１９の具体的な構成図、第８図
は電流検出部（ト）の具体的な構成図、第４図はパルス
供給部０１の具体的な構成図、第５図はパルス供給部Ｏ
Ｉの他の構成図１．第６図は電流検出部０榎の他の構成
図である。０υ・・・直流電源、（２）・・・スイッチングＩ・ラ
ンジスタ、時・・・平滑部、α４・・・電圧検出部、０
ト・・基準電圧発生部、（１・・・・パルス信号発生部
、αの・・・パルス制御部、（ト）・・・電流検出部、
（イ）・・・パルス制御部、（７）・・・負峙部代理人
　森本義弘第２図４３第４図２

Claims

【特許請求の範囲】１、　直流電源と、前記直流電源から負荷部への電力供
給路をパルス的に断続させるスイッチングトランジスタ
と、前記スイッチングトランジスタによるパルス電圧を
平滑して前記負荷部に直流電圧を供給する平滑手段と、
前記負荷部への供給電圧を検出する電圧検出手段と、基
準電圧を得る基準電圧発生手段と、前記電圧検出手段の
出力と前記基準電圧発生手段の出力の差に応じたオン時
間比率の高周波パルス信号を得るパルス信号発生手段と
、前記パルス信号発生手段の出力パルスに応動して、前
記スイッチングトランジスタをオン・オフ動作させるパ
ルス制御手段とを具備し、前記パルス制御手段は、前記
負荷部に供給される直流電流を検出する電流検出手段と
、前記電流検出手段の出力に応動するピーク値を持ち前
記パルス信号発生手段の出力パルスに応動する電流パル
スを得るパルス供給手段とを含んで構成され、前記パル
ス供給手段の電流パルスを前記スイッチングトランジス
タの制御電流として供給したＤＣ（）Ｃコンバータ。２、　直流電源と、前記直流電源から負荷部への電力供
給路をパルス的に断続させるスイッチングトランジスタ
と、前記スイッチングトランジスタによるパルス電圧を
平滑して前記負荷部に直流電圧を供給する平滑手段と％
　＠ｉｆ記負荷部への供給電圧を検出する電圧検出手段
と、基準電圧を得る基準電圧発生手段と、前記電圧検出
手段の出力と前記基準電圧発生手段の出力の差に応じた
オン時間比率の高周波パルス信号を得るパルス信号発生
手段と、前記高周波パルス信号に応じて前記スイッチン
グトランジスタをオン・オフ動作させるパルス制御手段
とを具備し、前記パルス制御手段は、前記スイッチング
トランジスタをオンとするパルス的なベース電流を供給
する第１の手段と、前記スイッチングトランジスタをオ
フとするときにそのエミッタとベースの間に蓄積された
電荷を放電する第２の手段とを含んで構成され、前記第
２の手段は前記スイッチングトランジスタのエミッタ側
に共通接続端を接続されかつベース側に出力端を接続さ
れたカレントミラー回路を有し、前記第１の手段のパル
ス電流と相補的なもしくは略相補的なパルス電流を前記
第２の手段のカレントミラー回路に入力したＤＣ−ＤＣ
コンバータ。